JPS593046B2 - デ−タ伝送自動等化方式 - Google Patents
デ−タ伝送自動等化方式Info
- Publication number
- JPS593046B2 JPS593046B2 JP5198077A JP5198077A JPS593046B2 JP S593046 B2 JPS593046 B2 JP S593046B2 JP 5198077 A JP5198077 A JP 5198077A JP 5198077 A JP5198077 A JP 5198077A JP S593046 B2 JPS593046 B2 JP S593046B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- transmission
- intersymbol interference
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ベースバンドパルス伝送方式において、自動
的に伝送路の周波特性を等化するデータ伝送自動等化方
式に関するものである。
的に伝送路の周波特性を等化するデータ伝送自動等化方
式に関するものである。
従来よりベースバンドパルス伝送に使用される自動等化
方式の一つとして傾斜ＡＧＣ方式が用いられてきた。
方式の一つとして傾斜ＡＧＣ方式が用いられてきた。
第１図は、この傾斜ＡＧＣ方式を用いたベースバンドパ
ルス伝送方式の受信部の一例を示したもので、伝送路か
らの受信波は信号人力端子１に加えられ、傾斜ＡＧＣ回
路２で伝送路周波数特性が補償され、波形成形回路３に
よりナイキスト波形に成形された後、識別回路４で信号
レベルの識別が行われ、出力端子５に出力される。一方
、波形成形回路３の出力６はピーク検出回路Ｔに加えら
れ、信号のピーク値が検出される。このピーク検出回路
Ｔは検出したピーク値に対応した信号を出力し、それに
より傾斜ＡＧＣ回路２の特性を制御している。また、波
形成形回路３の出力はタイミング作成回路８にも加えら
れ、識別に必要なタイミングパルスが作成されて識別回
路４に加えられる。ところで、ケーブルを用いたベース
バンドパルス伝送では、波形成形された信号のピーク値
は伝送速度の１／２の周波数におけるケーブル損失は比
例することが知られている。
ルス伝送方式の受信部の一例を示したもので、伝送路か
らの受信波は信号人力端子１に加えられ、傾斜ＡＧＣ回
路２で伝送路周波数特性が補償され、波形成形回路３に
よりナイキスト波形に成形された後、識別回路４で信号
レベルの識別が行われ、出力端子５に出力される。一方
、波形成形回路３の出力６はピーク検出回路Ｔに加えら
れ、信号のピーク値が検出される。このピーク検出回路
Ｔは検出したピーク値に対応した信号を出力し、それに
より傾斜ＡＧＣ回路２の特性を制御している。また、波
形成形回路３の出力はタイミング作成回路８にも加えら
れ、識別に必要なタイミングパルスが作成されて識別回
路４に加えられる。ところで、ケーブルを用いたベース
バンドパルス伝送では、波形成形された信号のピーク値
は伝送速度の１／２の周波数におけるケーブル損失は比
例することが知られている。
また、ケーブルの典型的な損失特性は簡単な低域フィル
タで近似できることも知られているが、前述の従来例は
これらの事実に基づいて構成されたものである。即ち、
傾斜ＡＧＣ回路２は信号帯域内で伝送路の逆特性を近似
する簡単な高域通過型の回路であり、その特性は制御信
号により制御され、決定されて信号のピーク値が一定値
になるように傾斜ＡＧＣ回路２の特性を調整することに
より、伝送路の周波数特性を補償している。このように
信号のピーク値を用いてケーブルの損失特性を補償する
方式では、先にも記したようにケーブル損失特性と信号
ピーク値との間に単純な関係が成り立つことが必要であ
る。
タで近似できることも知られているが、前述の従来例は
これらの事実に基づいて構成されたものである。即ち、
傾斜ＡＧＣ回路２は信号帯域内で伝送路の逆特性を近似
する簡単な高域通過型の回路であり、その特性は制御信
号により制御され、決定されて信号のピーク値が一定値
になるように傾斜ＡＧＣ回路２の特性を調整することに
より、伝送路の周波数特性を補償している。このように
信号のピーク値を用いてケーブルの損失特性を補償する
方式では、先にも記したようにケーブル損失特性と信号
ピーク値との間に単純な関係が成り立つことが必要であ
る。
―般に、ケーブルの損失特性は第２図に示す形をしてい
る。ここで、低域で損失が平担になつている部分の損失
を平和部損失、高域での損失特性の傾斜分を損失偏差と
呼ぶことにする。この信号のピーク値は平指部損失と損
失偏差の関数であるのに対して、実際に伝送特性土間題
となる符号間干渉は損失偏差の関数である。また、平和
部損失と損失偏差とｑ関係はケーブルの種類により異な
るが、上記方式では平担部損失と損失偏差との関数であ
る信号ピーク値から伝送路の周波数特性を推定して等化
することにより、損失偏差の関数である符号間干渉を少
なくすることを目的としている。従つて、このような方
式では伝送路として使用するケーブルの種類が少なく、
平担部損失と損失偏差との関係が単純な場合はよいが、
例えば市内区間のようにケーブルの種類が多〈、さらに
異なる心線径のケーブルが縦続接続されているような伝
送路になると、信号のピーク値だけから損失偏差を推定
することは困難となり、符号間干渉の増大はまぬがれな
いという欠点があつた。本発明は、上記従米例の欠点を
解決するために、符号間干渉を用いて可変等化器を制御
することにより、より品質の良い等化が実現できるデー
タ伝送自動等化方式を提供するものである。
る。ここで、低域で損失が平担になつている部分の損失
を平和部損失、高域での損失特性の傾斜分を損失偏差と
呼ぶことにする。この信号のピーク値は平指部損失と損
失偏差の関数であるのに対して、実際に伝送特性土間題
となる符号間干渉は損失偏差の関数である。また、平和
部損失と損失偏差とｑ関係はケーブルの種類により異な
るが、上記方式では平担部損失と損失偏差との関数であ
る信号ピーク値から伝送路の周波数特性を推定して等化
することにより、損失偏差の関数である符号間干渉を少
なくすることを目的としている。従つて、このような方
式では伝送路として使用するケーブルの種類が少なく、
平担部損失と損失偏差との関係が単純な場合はよいが、
例えば市内区間のようにケーブルの種類が多〈、さらに
異なる心線径のケーブルが縦続接続されているような伝
送路になると、信号のピーク値だけから損失偏差を推定
することは困難となり、符号間干渉の増大はまぬがれな
いという欠点があつた。本発明は、上記従米例の欠点を
解決するために、符号間干渉を用いて可変等化器を制御
することにより、より品質の良い等化が実現できるデー
タ伝送自動等化方式を提供するものである。
以下、図面により実施例を詳細に説明する。
第３図は、本発明の一実施例を示したもので、９は受信
信号人力端子、１０は自動利得制御回路、１１は可変等
化器、１２は波形成形回路、１３は識別回路、１４は識
別結果出力端子、１５は波形成形回路出力端子、１６は
タイミング作成回路、１７は可変等化器用の制御回路、
１８は誤差抽出回路である。また、第４図は、制御回路
１７の回路例を示したもので、１９は波形成形回路出力
を受け人れる人力端子、″２０はタイミングパルスを受
け入れる人力端子、２１はサンプリング回路、２２は１
ナイキスト間隔の遅延時間を持つ遅延回路、２３は乗算
回路、２４は誤差信号を受け人れる人力端子、２５はサ
ンプリング回路、２６は平均回路、２７は制御信号出力
端子である。次に、本実施例の動作を第３図、第４図に
より説明する。
信号人力端子、１０は自動利得制御回路、１１は可変等
化器、１２は波形成形回路、１３は識別回路、１４は識
別結果出力端子、１５は波形成形回路出力端子、１６は
タイミング作成回路、１７は可変等化器用の制御回路、
１８は誤差抽出回路である。また、第４図は、制御回路
１７の回路例を示したもので、１９は波形成形回路出力
を受け人れる人力端子、″２０はタイミングパルスを受
け入れる人力端子、２１はサンプリング回路、２２は１
ナイキスト間隔の遅延時間を持つ遅延回路、２３は乗算
回路、２４は誤差信号を受け人れる人力端子、２５はサ
ンプリング回路、２６は平均回路、２７は制御信号出力
端子である。次に、本実施例の動作を第３図、第４図に
より説明する。
第３図に訃いて、入力端子９に加えられた受信信号は、
自動利得制御回路１０により、自動的に装置内での規定
レベルに調整される。この調整に使用する情報は波形成
形回路１２の端子１５より供給され、公知の自動利得制
御方法により端子１５に現われる信号のビーク値もしく
は平均電力が規定のレベルになるように調整される。ま
た、自動利得制御回路１０により規定レベルに調整され
た受信信号は、可変等化器１１により伝送路の周波数特
性が補償され、波形成形回路１２により規定の波形、例
えばナイキスト波形に成形された後、識別回路１３によ
り信号レベルの識別が行われ、識別結果出力端子１４に
出力される。自動利得制御回路１０と可変等化器１１を
合わせたものが従来の等化器と制御信号抽出回路とから
成る傾斜ＡＧＣの等化器に対応している。また、端子１
５に現われる信号はタイミング作成回路１６に加えられ
、識別に必要なタイミングパルスと可変等化器１１の制
御に必要なタイミングパルスとが作られ、それぞれ識別
回路１３あるいは可変等化器用の制御回路１７に供給さ
れる。誤差抽出回路１８は減算回路であり、波形成形回
Ｆｔｌ２の出力から識別回路１３の出力を減算して識別
時点に｝ける誤差信号を抽出し、制御回路１７に供給す
る。この制御回路１７は端子１５に現われる信号と、誤
差抽出回路１８の出力とを用いて、端子１５に現われる
パルス応答の主応答から、１ナイキスト間隔後の符号間
干渉量を推定し、可変等化器１１で使用する制御信号を
作成して可変等化器１１に供給する。また、第４図の構
成に訃いて、端子１９に加えられた波形成形回路１２の
出力は、端子２０に加えられた識刃１Ｖｆ点を示すタイ
ミングパルスにより、サンプリング回路２１でサンプル
される。
自動利得制御回路１０により、自動的に装置内での規定
レベルに調整される。この調整に使用する情報は波形成
形回路１２の端子１５より供給され、公知の自動利得制
御方法により端子１５に現われる信号のビーク値もしく
は平均電力が規定のレベルになるように調整される。ま
た、自動利得制御回路１０により規定レベルに調整され
た受信信号は、可変等化器１１により伝送路の周波数特
性が補償され、波形成形回路１２により規定の波形、例
えばナイキスト波形に成形された後、識別回路１３によ
り信号レベルの識別が行われ、識別結果出力端子１４に
出力される。自動利得制御回路１０と可変等化器１１を
合わせたものが従来の等化器と制御信号抽出回路とから
成る傾斜ＡＧＣの等化器に対応している。また、端子１
５に現われる信号はタイミング作成回路１６に加えられ
、識別に必要なタイミングパルスと可変等化器１１の制
御に必要なタイミングパルスとが作られ、それぞれ識別
回路１３あるいは可変等化器用の制御回路１７に供給さ
れる。誤差抽出回路１８は減算回路であり、波形成形回
Ｆｔｌ２の出力から識別回路１３の出力を減算して識別
時点に｝ける誤差信号を抽出し、制御回路１７に供給す
る。この制御回路１７は端子１５に現われる信号と、誤
差抽出回路１８の出力とを用いて、端子１５に現われる
パルス応答の主応答から、１ナイキスト間隔後の符号間
干渉量を推定し、可変等化器１１で使用する制御信号を
作成して可変等化器１１に供給する。また、第４図の構
成に訃いて、端子１９に加えられた波形成形回路１２の
出力は、端子２０に加えられた識刃１Ｖｆ点を示すタイ
ミングパルスにより、サンプリング回路２１でサンプル
される。
このサンプリング回路２１のサンブル値は遅延回路２２
により、１ナイキスト間隔だけ遅延させられ、乗算回路
２３に渡される。一方、端子２４に加えられた誤差信号
は端子２０からのタイミングパルスにより、サンプリン
グ回路２５に卦いてサンブルされ、乗算回路２３に渡さ
れる。この乗算回路２３では、遅延回路２２｝よびサン
プリング回路２５からの信号の積を作り、その結果は平
均回路２６で平均化され、端子２７に出力される。この
出力は以下に示すように系のインパルス応答の主応答か
ら、１ナイキスト間隔後の時点に現われる符号間干渉に
比例する値である。いま、受信部の波形成形回路１２ま
で含めた伝送系全体のインパルス応答をｇ（０、送信符
号系列を｛Ａｎ｝、波形成形回路１２の出力をｒ（ｔ）
とし、１ナイキスト間隔をＴとすれば、である。
により、１ナイキスト間隔だけ遅延させられ、乗算回路
２３に渡される。一方、端子２４に加えられた誤差信号
は端子２０からのタイミングパルスにより、サンプリン
グ回路２５に卦いてサンブルされ、乗算回路２３に渡さ
れる。この乗算回路２３では、遅延回路２２｝よびサン
プリング回路２５からの信号の積を作り、その結果は平
均回路２６で平均化され、端子２７に出力される。この
出力は以下に示すように系のインパルス応答の主応答か
ら、１ナイキスト間隔後の時点に現われる符号間干渉に
比例する値である。いま、受信部の波形成形回路１２ま
で含めた伝送系全体のインパルス応答をｇ（０、送信符
号系列を｛Ａｎ｝、波形成形回路１２の出力をｒ（ｔ）
とし、１ナイキスト間隔をＴとすれば、である。
ここで、ｇ（ｔ）はナイキスト波形で、理想的にはｇ｛
。）＝１，ｇ（ＩＴ）＝０（ｉは０を除く整数）である
。寸た煩雑を避けるために、ｒ（ＫＴ）をＲｋのように
表わすものとすれば、ｔ＝ＫＴにおへける（１）式はつ
ぎのように表わ『ことができる。この（２）式の右辺第
１項はｔ＝ＫＴｌｔｃ訃ける必要な情報であり、第２項
はｇ（１）が理想応答からはずれている場合に生ずる符
号間干渉分である。オたｔ＝ＫＴＶｃおける送信符号の
推定値をらとすると、誤差抽出回路１８の出力（ｅ（１
）とする）のｔ＝ＫＴにおける値は、となる。
。）＝１，ｇ（ＩＴ）＝０（ｉは０を除く整数）である
。寸た煩雑を避けるために、ｒ（ＫＴ）をＲｋのように
表わすものとすれば、ｔ＝ＫＴにおへける（１）式はつ
ぎのように表わ『ことができる。この（２）式の右辺第
１項はｔ＝ＫＴｌｔｃ訃ける必要な情報であり、第２項
はｇ（１）が理想応答からはずれている場合に生ずる符
号間干渉分である。オたｔ＝ＫＴＶｃおける送信符号の
推定値をらとすると、誤差抽出回路１８の出力（ｅ（１
）とする）のｔ＝ＫＴにおける値は、となる。
推定が正しく行われていれば、Ｉｋ＝Ａｋであるからと
なる。
なる。
一方、この時点における遅延回路２２の出力はＡｋ−，
であるから、平均回路２６の出力はつぎのようになる。
ただしＥ（ｘ）は確率変数Ｘの平均値を示すものとする
。ここで、送信符号系列内に相開はないものとし、とす
ると、（５）式は、となる。
であるから、平均回路２６の出力はつぎのようになる。
ただしＥ（ｘ）は確率変数Ｘの平均値を示すものとする
。ここで、送信符号系列内に相開はないものとし、とす
ると、（５）式は、となる。
ここで、ｇｌは系のインパルス応答の主応答から１ナイ
キスト間隔後の時点に現われる符号間干渉であるから、
平均回路２６の出力がこの符号間干渉に比例した値であ
ることがわかる。第５図は、市内ケーブル伝送路の減衰
特性の一例を示したもので、心線径０．５ｒｒｍの紙絶
縁ケーブルを１１００の純抵抗で終端した場合の値を、
ケーブルの長さをパラメータとして表わしている。第６
図は、この伝送路に６４ｋｂ／Ｓ，デユーテイ５０俤（
従つて、パルス幅は１／１．２８×１０３〔秒〕）の矩
形パルスを送出し、伝送路の減衰特性を一定の等化残（
ケーブル伝送におけるＴＯｍ〕のケーブル特性をｔ＋Ａ
ｔ〔ｍ〕相当のケーブル逆特性を持つ等化器で等化した
ときのＪｔＯｍ〕のことを等化残という）を残して等化
してから、送出矩形パルスを１００（Ｆ６自乗余弦ロー
ルオフ波形に成形する波形成形回路に通した後のインパ
ルス応答ｇ（０（ｔは時刻〔秒〕）の主応答ｇ（。》か
ら、１ナイキスト間隔Ｔ〔秒〕（１／６４×１０４〔秒
〕）後に現われる符号間干渉量ｇ｛ｒ）を主応答の値で
頬格化した値ｇ（ｒ）／ｇ（。）を、等化残の大きさに
対応させて表わしたものである。ケーブル伝送路は一般
に低域通過形の特性を持つから、等化が不足している場
合（即ち等化残が負の場合）は応答が遅〈なり、第６図
から明らかなように、ｇ（。》〉Ｏに対して、ｇ（ｒ〆
ｇ（。）〉０となる。逆に等化が過剰な場合（即ち等化
残が正の場合）は高域通過形となるので、応答は速くな
り、等化残が或る程度以下であれば、ｇ（０〉０に対し
てｇ（ｒ〆ｇ（。）〈Ｏとなる。従つて、この性質を利
用することにより自動的に系全体の周波数特性を制御す
ることができる。このように、本発明の自動等化方式は
、この符号間干渉量が０になるように可変等化器１１の
周波数特性を制御することにより行われる。即ち、ょ（
ｒ）／ ｇ（。）〉０のときは、回路１１の低域に対す
る高域での相対利得をより大きくし、ｇ（ＲＹ／ｇ（。
）くＯのときは、逆に低域に対する高域での相対利得を
より小さくするように制御を行う。なお、本実施例では
、受信レベルを装置内の規定レベルに調整する回路とし
て自動利得制御回路を用いているが、これは手動形の可
変増幅器で必るいは可変減衰器でも構成することができ
、また、本実施例はアナログ回路で示したが、同等のア
ルゴリズムを持つデイジタル回路で構成しても良い。
キスト間隔後の時点に現われる符号間干渉であるから、
平均回路２６の出力がこの符号間干渉に比例した値であ
ることがわかる。第５図は、市内ケーブル伝送路の減衰
特性の一例を示したもので、心線径０．５ｒｒｍの紙絶
縁ケーブルを１１００の純抵抗で終端した場合の値を、
ケーブルの長さをパラメータとして表わしている。第６
図は、この伝送路に６４ｋｂ／Ｓ，デユーテイ５０俤（
従つて、パルス幅は１／１．２８×１０３〔秒〕）の矩
形パルスを送出し、伝送路の減衰特性を一定の等化残（
ケーブル伝送におけるＴＯｍ〕のケーブル特性をｔ＋Ａ
ｔ〔ｍ〕相当のケーブル逆特性を持つ等化器で等化した
ときのＪｔＯｍ〕のことを等化残という）を残して等化
してから、送出矩形パルスを１００（Ｆ６自乗余弦ロー
ルオフ波形に成形する波形成形回路に通した後のインパ
ルス応答ｇ（０（ｔは時刻〔秒〕）の主応答ｇ（。》か
ら、１ナイキスト間隔Ｔ〔秒〕（１／６４×１０４〔秒
〕）後に現われる符号間干渉量ｇ｛ｒ）を主応答の値で
頬格化した値ｇ（ｒ）／ｇ（。）を、等化残の大きさに
対応させて表わしたものである。ケーブル伝送路は一般
に低域通過形の特性を持つから、等化が不足している場
合（即ち等化残が負の場合）は応答が遅〈なり、第６図
から明らかなように、ｇ（。》〉Ｏに対して、ｇ（ｒ〆
ｇ（。）〉０となる。逆に等化が過剰な場合（即ち等化
残が正の場合）は高域通過形となるので、応答は速くな
り、等化残が或る程度以下であれば、ｇ（０〉０に対し
てｇ（ｒ〆ｇ（。）〈Ｏとなる。従つて、この性質を利
用することにより自動的に系全体の周波数特性を制御す
ることができる。このように、本発明の自動等化方式は
、この符号間干渉量が０になるように可変等化器１１の
周波数特性を制御することにより行われる。即ち、ょ（
ｒ）／ ｇ（。）〉０のときは、回路１１の低域に対す
る高域での相対利得をより大きくし、ｇ（ＲＹ／ｇ（。
）くＯのときは、逆に低域に対する高域での相対利得を
より小さくするように制御を行う。なお、本実施例では
、受信レベルを装置内の規定レベルに調整する回路とし
て自動利得制御回路を用いているが、これは手動形の可
変増幅器で必るいは可変減衰器でも構成することができ
、また、本実施例はアナログ回路で示したが、同等のア
ルゴリズムを持つデイジタル回路で構成しても良い。
さらに、本実施例では符号間干渉量ｇ（ｒ）の推定に、
ＭＳ法として一般に知られている方法で使用されている
方法を示したが、この代りに一般に知られているＺＦ法
、ＭＺＦ法あるいはＨＹＢ法などで使用される手法を用
いることも可能である。以上説明したように、本発明に
よれば、系のインパルス応答の主応答から、１ナイキス
ト間隔後に現われる符号間干渉量を推定し、その量がＯ
になるように可変等化器１１を制御するので、例えば市
内ケーブル区間のようにケーブルの種類が多く、また異
なる心線径のケーブルが縦続接続されているなどのよう
に平担部損失と損矢偏差との関係が一様でない伝送路の
減衰特性を比較的簡単な回路で自動的に等化することが
できるとい゛う利点がある。図面の簡串な説明 第１図は、従米の傾斜ＡＧＣ方式を用いたベースバンド
パルス伝送方式受信部の一例の回路図であり、第２図は
、ケーブルの損失周波数特性を示した図であり、第３図
は、本発明０一実施例の回路図であり、第４図は、第３
図の制御回路部分の詳細回路図であり、第５図は、市内
ケーブル伝送路の減衰特性の一例を示した図であり、第
６図は、等化残と符号間干渉量との関係の一例を示した
図である。
ＭＳ法として一般に知られている方法で使用されている
方法を示したが、この代りに一般に知られているＺＦ法
、ＭＺＦ法あるいはＨＹＢ法などで使用される手法を用
いることも可能である。以上説明したように、本発明に
よれば、系のインパルス応答の主応答から、１ナイキス
ト間隔後に現われる符号間干渉量を推定し、その量がＯ
になるように可変等化器１１を制御するので、例えば市
内ケーブル区間のようにケーブルの種類が多く、また異
なる心線径のケーブルが縦続接続されているなどのよう
に平担部損失と損矢偏差との関係が一様でない伝送路の
減衰特性を比較的簡単な回路で自動的に等化することが
できるとい゛う利点がある。図面の簡串な説明 第１図は、従米の傾斜ＡＧＣ方式を用いたベースバンド
パルス伝送方式受信部の一例の回路図であり、第２図は
、ケーブルの損失周波数特性を示した図であり、第３図
は、本発明０一実施例の回路図であり、第４図は、第３
図の制御回路部分の詳細回路図であり、第５図は、市内
ケーブル伝送路の減衰特性の一例を示した図であり、第
６図は、等化残と符号間干渉量との関係の一例を示した
図である。
１・・・・・・信号人力端子、２・・・・・・傾斜ＡＧ
Ｃ回路、３・・・・・・波形成形回路、４・・・・・識
別回路、５・・・・・・出力端子、６・・・・・・波形
成形回路出力端子、７・・・・・・ピーク検出回路、８
・・・・・・タイミング作成回路、９・・・・・・受信
信号人力端子、１０・・・・・迫動利得制御回路、１１
・・・・・・可変等化器、１２・・・・・・波形成形回
路、１３・・・・・・識別回路、１４・・・・・懺別結
果出力端子、１５・・・・・・波形成形回路出力端子、
１６・・・・・・タイミング作成回路、１７・・・・・
・制御回路、１８・・・・・・誤差抽出回路、１９・・
・・・・人力端子、２０・・・・・・タイミングパルス
入力端子、２１・・・・・・サンプリング回路、２２・
・・・・・遅延回路、２３・・・・・・乗算回路、２４
・・・・・・人力端子、２５・・・・・・サンプリング
回路、２６・・・・・・平均回路、２７・・・・・・制
御信号出力端子。
Ｃ回路、３・・・・・・波形成形回路、４・・・・・識
別回路、５・・・・・・出力端子、６・・・・・・波形
成形回路出力端子、７・・・・・・ピーク検出回路、８
・・・・・・タイミング作成回路、９・・・・・・受信
信号人力端子、１０・・・・・迫動利得制御回路、１１
・・・・・・可変等化器、１２・・・・・・波形成形回
路、１３・・・・・・識別回路、１４・・・・・懺別結
果出力端子、１５・・・・・・波形成形回路出力端子、
１６・・・・・・タイミング作成回路、１７・・・・・
・制御回路、１８・・・・・・誤差抽出回路、１９・・
・・・・人力端子、２０・・・・・・タイミングパルス
入力端子、２１・・・・・・サンプリング回路、２２・
・・・・・遅延回路、２３・・・・・・乗算回路、２４
・・・・・・人力端子、２５・・・・・・サンプリング
回路、２６・・・・・・平均回路、２７・・・・・・制
御信号出力端子。
Claims (1)
- １ ベースバンドパルス伝送方式の受信部において、受
信信号レベルを装置内での規定レベルに調整する自動利
得制御回路と、伝送路の周波数特性を補償する可変等化
器と、信号帯域外の雑音を除去するための濾波器と、濾
波器出力からの伝送符号系列を識別するための識別回路
と、受信信号と伝送符号系列の識別結果とから受信信号
中の誤差成分を抽出する誤差抽出回路と、受信信号と識
別結果とから伝送系のインパルス応答中の符号間干渉量
を推定しその推定結果から前記可変等化器を制御するた
めの制御信号を作る制御回路と、装置動作に必要なタイ
ミングパルスを作成するタイミング作成回路とからなり
、符号間干渉を用いて前記可変等化器を制御し、自動的
に伝送路の周波数特性を等化することを特徴とするデー
タ伝送自動等化方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5198077A JPS593046B2 (ja) | 1977-05-09 | 1977-05-09 | デ−タ伝送自動等化方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5198077A JPS593046B2 (ja) | 1977-05-09 | 1977-05-09 | デ−タ伝送自動等化方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53137614A JPS53137614A (en) | 1978-12-01 |
| JPS593046B2 true JPS593046B2 (ja) | 1984-01-21 |
Family
ID=12901999
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5198077A Expired JPS593046B2 (ja) | 1977-05-09 | 1977-05-09 | デ−タ伝送自動等化方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS593046B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60152841U (ja) * | 1984-03-21 | 1985-10-11 | アイシン精機株式会社 | 回転トルク伝達装置 |
| JPS61119873A (ja) * | 1984-09-24 | 1986-06-07 | エレベ−タ−・ゲ−エムベ−ハ− | けん引索車 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57142040A (en) * | 1981-02-27 | 1982-09-02 | Fujitsu Ltd | Variable equalizing system |
| JPS60165823A (ja) * | 1984-02-08 | 1985-08-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 波形等化装置 |
-
1977
- 1977-05-09 JP JP5198077A patent/JPS593046B2/ja not_active Expired
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60152841U (ja) * | 1984-03-21 | 1985-10-11 | アイシン精機株式会社 | 回転トルク伝達装置 |
| JPS61119873A (ja) * | 1984-09-24 | 1986-06-07 | エレベ−タ−・ゲ−エムベ−ハ− | けん引索車 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53137614A (en) | 1978-12-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4701936A (en) | Apparatus and method for adjusting the receivers of data transmission channels | |
| US7167516B1 (en) | Circuit and method for finding the sampling phase and canceling precursor intersymbol interference in a decision feedback equalized receiver | |
| US7023912B2 (en) | Hybrid adaptive equalizer for optical communications systems | |
| JP2009509379A (ja) | イコライズ調整を制御するデータ通信回路 | |
| JPH06103843B2 (ja) | 通信システムにおける信号分散特性を決定するための技術 | |
| JP2004518317A (ja) | 高度に時間変化する移動式無線チャンネルのための信号強度補正 | |
| JP3693301B2 (ja) | 改善されたタイミング手段を有する受信機からなる送信方式 | |
| JP3099831B2 (ja) | 自動等化器 | |
| JPH0575498A (ja) | 判定帰還形自動等化器 | |
| JP2616152B2 (ja) | 自動等化器 | |
| JPS593046B2 (ja) | デ−タ伝送自動等化方式 | |
| JPH0817375B2 (ja) | サンプリング位相抽出回路 | |
| JPH0578225B2 (ja) | ||
| US6101219A (en) | Adaptive equaliser | |
| US20020061082A1 (en) | Method and apparatus for timing recovery based on dispersion characterization and components therefor | |
| JP2718710B2 (ja) | ディジタル伝送装置 | |
| EP0675608A3 (en) | Method and apparatus for controlling tap coefficients of an adaptive matched filter in an automatic equaliser | |
| US5530721A (en) | Equalizer and terminal device for mobile communications | |
| EP0106136A2 (en) | Digitally controlled transversal equalizer | |
| JP2569901B2 (ja) | 干渉波除去装置 | |
| GB2086193A (en) | Digital Transmission System | |
| EP0663765B1 (en) | Channel interface apparatus for improving convergence speed of a least mean squared adaptive equalizer | |
| KR100348669B1 (ko) | 전송시스템 | |
| JPH01101030A (ja) | 受信装置 | |
| JP3382639B2 (ja) | 適応フィルタ制御回路 |