JPS593194Y2 - 内燃機関の点火制御装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は内燃機関の点火制御装置、より詳しく云えば電
磁ピックアップ等にて無接触でエンジンの回転に同期す
るパルスを形成し、このパルスに基づいて点火コイル−
次巻線に直列接続された出力トランジスタを開閉制御す
る、いわゆるフル・トランジスタ方式の点火制御装置に
関する。

第１図はこの種の点火制御装置の従来例の原理的回路接
続図で、ＩＧは点火コイル、Ｑ２０ 、 Ｑ２１はダー
リントン接続された出力トランジスタ、ＰＬＧは点火プ
ラグ、Ｒ３８は電流検出用抵抗であり、以上の部品によ
り出力部が構成されている。

ＡＣＲは後述する入力部からの信号Ｖ。

５と抵抗Ｒ３８からの電流検出信号とにより、出力トラ
ンジスタＱ２０ 、 Ｑ２１をその電流立上り時には飽
和領域で動作させ、電流が一定値たとえば５．５Ａに達
した後は活性領域にて定電流制御させるための回路であ
る。

入力部はエンジンの回転に同期して第２図に■ｓ６で示
すような波形のパルスを発生するピックアップ素子ＳＧ
、およびこのピックアップ素子の出力から所定のバイア
ス電圧を形成するバイアス回路ＥｖＢ、ならびにこれら
の両者の重畳出力によりオンオフパルスを作り出すトラ
ンジスタＱ４．Ｑ５から主として構成されている。

Ｒ６，Ｒ８，Ｒ９およびＲｌｏは抵抗である。

この入力部はバイアス回路ＥｖＢとピックアップ素子Ｓ
Ｇとの重畳出力が所定のスイッチングレベル（第２図の
Ｖｓｔ、）に達したときに、トランジスタＱ４をＯＮ、
トランジスタＱ５をＯＦＦさせ、その結果回路ＡＣＲに
入力を与えて出力トランジスタＱ２０ 、 Ｑ２□を導
通させ、前記重畳出力が再びスイツチングレベル■ｓＬ
以下に下ったときに、上記と逆の作用により出力トラン
ジスタＱ２０ ｔ Ｑ２１をカッ１〜オフさせて点火コ
イル１Ｇに急峻なパルス電圧を誘起させ、これを点火プ
ラグＰＲＧに供給する役割を有する。

出力Ｉ−ランジスタの通流期間、すなわち第１図および
第２図の信号■Ｃ５の存続期間りの１周期（４サイクル
８気筒エンジンの場合、ディストリビュータの９０°の
回転角度に相当）に対する割合は、通流率または通電率
と呼ばれるが、点火コイルの時定数が低速回転および高
速回転の如何にかかわらず一定であることから、この通
電率は低速では小さく、高速では大きくすることが、電
力損失を軽減する上で重要なことである。

このために特開昭４６−７６５７号公報にて公開されて
いる提案によれば、スイッチングレベルＶｓＬを回転数
Ｎに応じて変えるべく、回転数Ｎに応じて大きさの変わ
るピックアップ素子ＳＧの出力でもってバイアス電圧を
作り、これをピックアップ素子ＳＧの出力に重畳させる
ようにし、ている。

こうすれば、回転数が上がるにつれてピックアップ素子
ＳＧの出力電圧Ｖｓ６により小さな値においてスイッチ
ングレベルＶｓＬを越すことになり、ピックアップ素子
のバイアス回路側端子から見れば、回転数Ｎが上がるほ
どスイッチングレベルｖｓＬが下がることになり、これ
より通電率が増すということが理解される。

ところが、回転数Ｎに対するピックアップ素子ＳＧの出
力ｖ、ｏの正のピークイ直Ｖｓ６−Ｆ、負のピーク値ｖ
ｓｃ−ｎおよびスイッチングレベル■ｓＬを図示すると
第３図のようになり、第２図から判るようにＶ５°ｐ＞
ｖｓｔ、の間だけ点火コイルが通電するのであるから、
第３図の回転数。

□以下では点火コイルが通電し得ない。

これを避けるためにスイッチングレベルｖ５Ｌをより低
く設定すると、限界回転数。

、はより低くなるが、今度は。＞ｎｌの回転数における
通電率が大きくなり消費電力が大となる。

従って消費電力を可能な限り小さくしかつ動作不能な限
界回転数を可能な限り小さくするということは、従来装
置においては二律背反的な要求であった。

そこで本考案は第１図の回路における入力部に改良を加
えて、通電率を小さく保ちかつ極小回転でも動作可能な
る装置を提供することを目的とする。

本考案の点火制御装置の入力部の原理回路図を第４図に
示す。

端子Ｖ。５以後の回路は省略しである。

第１図と異なる点は、入力トランジスタＱ４のベースと
接地ＧＮＤ間に、オンオフスイッチＳと定電流源Ｃ５と
で象徴される定電流吸込回路と、回転数Ｎ、電源電圧Ｂ
＋によりスイッチＳを制御する回路Ｃ６とが設けられて
いる点である。

スイッチＳが閉じられると、ピックアップ素子ＳＧと直
列に入っている抵抗Ｒ６に定電流が流れるため、入力ト
ランジスタＱ４に入る信号ｖ８Ｇのレベルがシフトする
ことになる。

このレベルシフトの量Ｅｂは定電流源Ｃ８の電流の大き
さをｉとすると、Ｅ、＝ ｉＲ６となり、従って第４図
の回路は第５図の等何回路で示すことができる。

第６図は第５図の回路の動作波形を示すもので、電位関
係はピックアップ素子ＳＧの基準端子■を基準にしであ
る。

まずａに示すように極低速回転時で適当な通電率にて動
作するようにスイッチングレベルＶ５Ｌを設定する。

通電期間はＤ−ａで示されている。

回転数が上がると、前述のようにピックアップ素子ＳＧ
の出力はその周波数が大きくなるとともに波高値も大と
なるので、ｂのＶ’５Ｇ−ｂで示すようになり、通電期
間Ｄ−ｂは必要以上に大きくなる。

そこで第４図のスイッチＳを閉じレベルシフトを行なう
と、■、６−ｂはＥ、だけ下の方へ移りｖ′５６−ｂと
なる。

それに伴ない通電期間もＤ−ｂからＤ’−ｂへと小さく
なる。

従って消費電力も小さくしかつ極低速回転時にも動作す
るという目的を達成することが可能となる。

レベルシフトしない時とレベルシフトした時の入力トラ
ンジスタＱ４の入力信号ｖｓＧ−Ｐおよびｖ５６’、回
転数Ｎに対して示すと第７図のようになる。

スイッチングレベル■乳は図示し、たような経過をとる
。

この図かられかるように、■５′Ｇ−１で必要な通電率
が得られる最低回転数ｎ３にてレベルシフトが行なわれ
るように、第、４図の回路ＣＣの回路定数を選定すれば
常に良好な通電率が得られるにとになる。

以上は回転数に応じてレベルシフトを行なうという観点
からの説明であるが、この他に直流電源（通常はバッテ
リ）電圧Ｂ＋が変化すると、点火コイルＩＧに一定の電
流を流すために必要な時間が変化する（はぼ反比例）の
で、通電率を電源電圧Ｂ＋に反比例させることが好まし
い。

そこでＢ＋に比例して電流ｉを変え、レベルシフト量Ｅ
ｂをＢ＋に比例させることにより、電源電圧変動の際に
も消費電力が増大しないような制御を加味することがで
きる。

第８図に本考案の実施例の具体的回路図である。

ＥｖＢはバイアス回路で、ピックアップ素子ＳＧの出力
電圧にて、抵抗Ｒ４、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１
、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ２なる経路でコンテ゛ンサＣ
１を充電し、この電位をトランジスタＱ１゜Ｑ２にてイ
ンピーダンス変換してピックアップ素子ＳＧの基準端子
■の電位を持ち上げるようにしたものである。

■Ｃ１は入力段で入力トランジスタＱ４のベース入力を
トランジスタＱ５．Ｑ６．Ｑ７にて波形整形およびレベ
ル変換して制御トランジスタＱ１８へ与える作用をする
。

制御トランジスタＱ１８には更に電流負帰還回路■Ｃ２
の出力段トランジスタＱ８より信号が供給される。

Ｑ１９ 、 Ｑ２０はダーリントン接続された出力トラ
ンジスタで、点火コイルＩＧの一次巻線と直列接続され
、さらに電流検出用抵抗と直列になってバッテリ電源Ｂ
＋と接地ＧＮＤ間に接続されている。

電源帰還回路■Ｃ２は、電流検出用抵抗Ｒ３８の電圧降
下を抵抗Ｒ３６，Ｒ３，にて分圧し、それが所定値に達
した際に差動接続されたトランジスタＱ１７の導通率を
増してトランジスタＱ工。

の導通率を減らし、その結果上じるトランジスタＱ１６
のコレクタ電位の上昇に応じてトランジスタＱ９．Ｑ８
のベース電流を増し、その結果制御トランジスタＱＩ８
のベース電流を増加させて出力トランジスタＱ１９ 、
Ｑ２０のコレクタ電流の増加を押えかつこれを一定値
に制御するという作用を行なう。

一方、その除土じるトランジスタＱ１６のコレクタ電圧
の上昇によりトランジスタＱ１５を導通させてバイアス
回路ＥｖＢのコンデンサＣ１の放電を行ない、ピックア
ップ妻子ＳＧの出力に対するバイアス電圧を減少させて
次のサイクルの通電率の減少を図っている。

以上は本考案とは直接の関係を有しないがこれから述べ
る本考案による定電流の吸込み回路の役割を理解する上
で必要と思われる回路部分の説明である。

さて、本考案による定電流吸込み回路は主としてトラン
ジスタＱ３とダイオードＤ３とから構成されており、い
わゆるカレント・ミラー回路を形成している。

ダイオードＤ３に抵抗Ｒ７を介して流れ込む電流はバッ
テリ電圧Ｂ＋と抵抗Ｒ７の抵抗値とで決まり、これと吸
込み量とが同じ値になるので、トランジスタＱ３はＢ＋
に比例した定電流を吸込み、これと抵抗Ｒ６の抵抗値と
の積でレベルシフト量Ｅ５が定まることになる。

Ｑ工、は上記カレント・ミラーの動作をバッテリ電圧に
応じて制御するトランジスタで、バッテリ電圧Ｂ＋があ
る値を越えるとこれを抵抗Ｒ２３，Ｒ２４からなる分圧
器で検出してトランジスタＱ１４を導通させトランジス
タＱ１３を非導通として定電流吸込みによるレベルシフ
トを活かすものである。

またトランジスタＱＩＯ〜Ｑ１°は上記カレント・ミラ
ーの動作を回転数Ｎに応じて制御するトランジスタで、
次のように動作する。

すなわち、抵抗Ｒ２□を介してコンデンサＣ３を充電し
、その充電電圧がダイオードＤ５．Ｄ６およびトランジ
スタＱ１□のベースエミッタ間の堰層電圧で決まる所定
値を越えた際にトランジスタＱ１□を導通させてカレン
ト・ミラー動作を殺すように準備しておき、このコンデ
ンサＣ３を、トランジスタＱ□□により所定の回転数（
第７図のｎａ）以上の回転数では上記所定値に達しない
ようにバイパスさせるので゛ある。

このために出力トランジスタの導通期間中高い値にある
トランジスタＱ５のコレクタ電圧より抵抗Ｒ１□を介し
てベース電流を供給されるトランジスタＱＩＯが設けら
れ、このトランジスタＱ１ｏにてトランジスタＱｌｌの
ベース回路に挿入されたコンテ゛ンサＣ２を放電するよ
うに回路が構成されている。

回路数がＲ３よりも高い状態では、トランジスタＱＩＯ
の導通周期も短くなり、これに伴ないトランジスタＱ１
□の導通周期も短くなるので、コンデンサＣ３゛は前述
の所定値に到達できず、従ってトランジスタＱ１□はオ
フしたままとなってカレント・ミラー動作がいかされる
。

これに対して回転数か゛ｎ３以下になると、トランジス
タＱＩＯの導通周期が長くなり、トランジスタＱ１°の
ベース回路内のコンテ゛ンサＣ２が充電完了してトラン
ジスタＱ１１がカットオフとなり、従ってコンデンサ０
３が所定値にまで充電されることになって、トランジス
タＱ１□が導通し、カレント・ミラー動作が殺されるこ
とになる。

カレント・ミラー動作によるレベルシフトは出力トラン
ジスタの導通前すなわちトランジスタＱ１ｏの導通前に
おいて意味を持つものであるから、以上の動作によりト
ランジスタＱ１□は回転数Ｎに応じたカレント・ミラー
の制御作用を行なうことが理解されよう。

以上説明した回路の入力部において、バッテリ電圧Ｂ＋
＝１２Ｖの際の通電時間を測定したところ、次のような
結果を得た。

エンジン回転数 従来装置 本考案の装置２００ｒ、ｐ
、ｍ、 ８０ ｍｓ□ １０ ｍ５６００３
０〃７．５〃 １．０００ １８〃６〃 ２．０００ ９°３〃５．Ｏ７／ ３．０００ ６．５〃５．Ｏ〃 Ｂ−二１２Ｖにおける最適通電時間は、この回転数範囲
では常に５．Ｑｍｓであるので、本考案の装置は従来装
置（第１図の回路原理のもの）に比してきわめて良好で
あるといえる。

さらに上記測定の際、本考案の装置は３Ｑ ｒ 、ｐ
、ｍ、という超低速回転時にも確実な動作が得られた。

セルモータによる始動の際は、この回転数を遥かに上回
る回転数までエンジンが駆動されるので、本考案の装置
は実用上まったく問題がないことが確証された。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の原理回路図、第２図および第３図は
その説明用波形図および特性線図、第４図は本考案の原
理回路図、第５図はその等価回路図、第６図および第７
図はその説明図用波形図および特性線図、第８図は本考
案の実施例の回路接続図である。 第４図において、ＳＧはピックアップ素子、ＥｖＢはバ
イアス回路、Ｓはスイッチ、Ｃ５は定電流源、Ｃ６はス
イッチ制御回路である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. エンジンの回転に同期するパルス信号を発生する電磁ピ
   ックアップ素子ＳＧと、この電磁ピックアップ素子の出
   力を抵抗Ｒ６を介して入力とする入力トランジスタＱ４
   と、この入力トランジスタＱ４の出力に応じてオンオフ
   制御される出力トランジスタＱ１９．Ｑ２０と、この出
   力トランジスタＱ１９、Ｑ２０に直列接続される点火コ
   イルＩＧおよび直列抵抗Ｒ３８と、この直列抵抗Ｒ３８
   の電圧降下に基づいて前記出力トランジスタに負帰還制
   御をかけて点火コイル−次巻線電流を一定値に保つ電流
   負帰還回路ＩＣ２とを備えたものにおいて、エンジンの
   回転数おたび点火コイルの電源電圧に応じて制御される
   定電流吸込み回路Ｑ３．Ｄ３を前記抵抗Ｒ６と入力トラ
   ンジスタＱ４との間に挿入し、この定電流吸込み回路を
   エンジンの所定回転数以上においてのみ動作させて前記
   抵抗Ｒ６における吸込み電流による電圧降下を前記パル
   ス信号に対するレベルシフト信号とすることを特徴とす
   る内燃機関の点火制御装置。