JPS5944807B2 - 限流スイツチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は限流スイツチに関し、特に、逆並列に接続し
た１対のサイリスタ組を主導通素子として有する静止型
限流スイツチに関するものである。

大きな過負荷電流を受ける電気回路において電流を制限
することが望ましいことは従来から知られている。例え
ばヒユーズの場合、過負荷電流により溶断するだけでな
く、回路の遮断が開始する時点と、それが完了する時点
との間の短時間内に過負荷電流の量を減少させるように
も作用する限流ヒユーズは周知である。この時間は比較
的短く、おそらくは数１００μ秒程度である、これは、
回路保護装置により保護される素子を恒久的に損傷する
ほど大きな値に回路電流を増大させるに十分な時間であ
ることが前かられかつている。回路遮断器、非限流ヒユ
ーズ等により保護される回路に、ある限流装置を設ける
ことも知られている。例えば機械的な回路遮断器は作動
が的確であるが、機械的装置であるため比較的長い遮断
時間を要する。前述したように、こうした比較的長い回
路開放時間内に故障電流は回路保護の点で到底容認し得
ないほど大きな値となり得る。この点を是正するため、
機械的な回路遮断器と直列に、強制転流回路を接続する
ことが考え出された。

この回路は大体において逆並列接続した単方向固体素子
例えばサイリスタからなり、逆接続サイリスタの両端子
間に限流・転流回路のための比較的高抵抗の抵抗素子が
接続されている。動作においては、サイリスタのゲート
制御回路は、通常の動作状態ではサイリスタを導通状態
に保つている。そのため通常の交流電流は各半サイクル
の間サイリスタの比較的小さな抵抗値即ち順方向電圧降
下に遭遇する。回路中のピーク逆電圧の制約条件により
複数のサイリスタを直列に１組として接続しても、正味
の抵抗効果および電圧降下効果は、やや望ましくないと
は言え、正常導通しているサイリスタと並列に接続した
抵抗素子および整流回路により与えられる非常に望まし
い限流作用を考慮すると、普通は容認できるものと考え
られている。故障が起こると転流回路に組み合わされた
適当な検出装置は、容認できない大きさの故障電流が生
じつつあることを検出する。検出回路はサイリスタのゲ
ートを消勢することによつてこの現象に素早く反応する
ので、サイリスタを不導通にすることとなる。更に検出
回路はその転流回路を切り換えて作動させる。この転流
回路は、普通、導通したサイリスタからコンデンサを経
て電流を減少させる予め充電したコンデンサから成つて
いる。この作用はしばしば数μ秒という短時間内に行わ
れる。この理由は当該技術分野において、周知である。
サイリスタはそのゲート信号が除かれただけでは不導通
にならない。サイリスタが不導通になるには次の別の２
つの特性が満たされることが必要である。第１の特性は
、サイリスタを通る電流が零になることであり、第２の
特性は、再導通を招来し得るキヤリヤを除くため比較的
短時間（回復時間）サイリスタの陽極―陰極間電圧を逆
方向バイアスすることである。従つてコンデンサは一般
に２つの機能、即ち主サイリスタ回路から速やかに電流
を除いて主サイリスタ回路電流を零にすることにより第
１の特性を満たし、サイリスタに逆バイアスをかけるこ
とにより第２の特性を満たすという機能を果す。第２の
機能即ち逆バイアスをかける機能の実行に当り、コンデ
ンサ電圧は通常は非常に高いので、その逆バイアス特性
は「ハード（強烈な）」逆バイアスとして知られている
。これは通常高電圧に関連しているが、更に重要なこと
として、電流源としてでなく電圧源としてコンデンサを
用いている点である。この目的を果すため充電コンデン
サを回路に接続する手段は一般には補助スイツチングサ
イリスタである。しかし補助スイツチングサイリスタの
トリガにより、補助スイツチングサイリスタを損傷させ
る程の高速度で、主サイリスタからコンデンサ回路に、
電流が転流されることがある。周知のようにサイリスタ
は破壊されることなく耐え得る最大の対時間電流上昇率
を有する。従来はこの問題を解決するために誘導性素子
をコンデンサと直列に用いて電流上昇率を制限していた
。従来において、主サイリスタが不導通になると「ハー
ド」なコンデンサ電圧が、逆バイアスとして回路電圧と
直列にサイリスタの両端間に印加される。そのため「ハ
ード」な転流回路の第１の欠点が生ずる。即ち、回路電
圧はコンデンサ電圧により昇圧されるので故障電流は前
より早く増加する。「ハード」な転流回路の第２の欠点
は、補償分岐回路が働く瞬間から、サイリスタの両端間
に直接接続された限流抵抗器がコンデンサ電荷を枯渇さ
せ始めるということである。従つて抵抗がない場合に比
べて、より大きなコンデンサが所要の逆バイアス時間（
回復時間）をもたらすために必要となる。ケーニツク（
Ｋｅｒｎｉｃｋ）等の米国特許第３９２１０３８号（１
９７５年１１月１８日付）およびポラード（ＰＯｌｌａ
ｒｄ）の米国特許第３７３７７５９号（１９７３年６月
５日付）においては、この問題を解決するため、ダイオ
ードと直列に、しかもコンデンサと並列に限流抵抗素子
を接続しているため、その限流抵抗器を含む分岐回路は
、逆バイアス期間が終了するまでは導通し始めることは
ない。この従来技術は、限定された過渡的な故障電流に
等しい短い接続時間、電流定格を有する比較的高電圧用
のダイオードを用いてるという犠牲において転流容量を
節約している。［ハード」な整流回路の第３の欠点は、
上述したインダクタンスが放電回路を通る電流の上昇率
を制限するためにだけ用いられることに在る。サイリス
タの逆電圧印加は全電源電流がコンデンサに転流された
後（このときまでにコンデンサの電荷の無視できない部
分が枯渇している場合がある）までは開始しないので、
インダクタンスの存在は、たとえ必要ではあつても、回
路の質をある程度落としてしまう。前述した２つの米国
特許においては、従来の限流器に関連する問題を解決す
るいくつかの試みがなされている。その試みの１つは、
「ソフト（穏や力」な転流回路の構想である。「ソフト
」な転流回路においては容量素子は電圧源としてでなく
電流源として作用する。［ソフト」な転流回路とは、導
通しているサイリスタ即ち逆バイアスをかけるべきサイ
リスタが非常に穏やかな逆バイアス電圧によりオフにさ
れることを意味する。この電圧は導通している主サイリ
スタの両端間に逆並列接続されたダイオードおよび誘導
性素子を介した前もつて充電されたコンデンサの共振放
電によつて得られる。従つてダイオードの順方向電圧降
下は、コンデンサ放電電流が主電流の値より大きく上昇
する瞬間からコンデンサ放電電流が主電流より小さくな
る瞬間まで、サイリスタの両端間の逆電圧として現れる
。この期間サイリスタは「ソフト」な逆バイアスを受け
る。交流電流の遮断半サイクルの間において、上述した
期間中に、サイリスタを通つて流れようとする正味電流
は再び反転する。即ち、コンデンサ放電電流は主電流の
値より低くなる。しかしサイリスタが回復されてオフに
なり、ダイオードが阻止状態にあると、主電流は、抵抗
素子を含む回路と容量性素子および誘導性素子を含む回
路とに分流される。この「ソフト」転流回路は、誘導性
素子に関連する問題の１つを解消する。この場合には誘
導性素子Ｌは、回路の質を低下させず、コンデンサと共
同して回路を同調させ、反転した主電流を得る。その上
「ハード」バイアスに関連する他の２つの欠陥も除かれ
る。第一に、電源線路に供給される電圧は「ソフト」即
ち比較的低い値である。従つてこの回路は故障電流の増
加率に大きく寄与しない。第二に、限流用の抵抗素子は
、サイリスタスイツチと直接並列に接続されているが、
ごくわずかな電流しか流さない。しかしこれらの欠点を
克服するに際しては、他の欠点が生じた。その１つは、
容量性素子の放電電流が主電流より大きい期間中、上述
のソフトバイアス電圧を与えるために上記放電電流を運
ぶ目的で、一緒に積み重ね配置とした一連のサイリスタ
（サイリスタスタツク）を使用する必要があることであ
る。従来技術においてはこうしたサイリスタスタツク又
はサイリスタ組は交流の主電流路に常に設けられている
。そのためこうしたサイリスタ組は常に全負荷電流を運
び、回路電圧と過渡的な負荷を支持するような定格を有
しなければならないことから、回路のコストを増大させ
る。またダイオードの導通損失はスイツチ損失を約６０
％増大させることがあり、このことは高電力用途におい
て非常に都合が悪い。従つてソフトバイアスの原理を使
用しながら上述の欠点が解消されるようにすることが望
まへ更に従来技術において果たした以上の余分の機能を
果すために既存の回路を使用してコストを低減すること
が望まれている。その他にも、スイツチング及び転流に
伴う過渡電圧を抑制できるソフトバイアス技術を用いた
装置及び容量性放電電流の繰返し反転が必要に応じて許
容あるいは拒絶できる転流回路が見出されたら非常に有
利である。上記に鑑み、本発明は、 （イ）交流電流が流れる電気回路に接続し得る１対の端
子と、（ロ） １方の回路方向に前記交流電流を通過さ
せるように前記１対の端子間に接続された第１のスイツ
チ手段と、（ハ）他方の回路方向に前記交流電流を通過
させるように前記第１のスイツチ手段に対して逆並列に
接続された第２のスイツチ手段と、（ニ）上記第１及び
第２のスイツチ手段に対し並列接続さへ前記電気回路に
過負荷電流の流れる期間中、前記過負荷電流に対し限流
作用を行う限流手段と、（ホ）前記１対の端子の間に接
続され、かつ通常オフのろイツチング可能なエネルギー
蓄積手段と、（へ）前記第１又は第２のスイツチ手段が
前記過負荷電流の流れる期間内において逆バイアスされ
て不導通にされたときそれぞれ前記第２又は第１のスイ
ツチ手段に電流が供給されるように前記エネルギー蓄積
手段をスイツチングするための制御手段と、を有し、前
記制御手段は前記過負荷電流の流れる期間内で前記第１
又は第２のスイツチ手段が逆バイアスされている期間中
、それぞれ前記第２又は第１のスイツチ手段を導通させ
、前記エネルギー蓄積手段からの電流はそれぞれ前記第
２又は第１のスイツチ手段を通つて流へその固有のイン
ピーダンスと共働してそれぞれ前記第１又は第２のスイ
ツチ手段にソフト逆バイアス電圧を供給するそれぞれ前
記第２又は第１のスイツチ手段の順方向電圧降下を与え
るものであり、前記ソフト逆バイアス電圧は、前記第１
又は第２のスイツチ手段の回復時間の間、持続して前記
交流電流がそれぞれ前記第１又は第２のスイツチ手段を
再び流れることのないようにした現流スイツチと、を提
供することを目的としている。

本発明により、主導通路の逆方向に接続した２つのサイ
リスタの一方を、予め充電した容量性素子および誘導性
素子と共に使用して、そのサイリスタを通つて該容量性
素子を同調放電させ、他方のサイリスタの多数キヤリヤ
を除去する逆バイアス機能を果たすのに十分な時間、十
分な逆電圧を与えて該他方のサイリスタの再導通を阻止
するようにした固体素子転流回路が提供される。

この転流回路には、スイツチングおよび転流に関連する
過渡電圧の効果を減少させるため、主導通素子および容
量性素子の両端間にサージ抑制素子が接続されている。
更にスイツチング可能な容量性素子は、放電回路の「リ
ンギング」による放電電流の繰返される反転が、電子装
置またはそれに類するものによつてコンデンサを適宜切
離すだけで減少あるいは完全に除去されるように、転流
回路の制御回路により制御される。最後に、同調ソフト
バイアス技術を用いれば、主導通サイリスタの再トリガ
により限流動作が始まつている後でもその動作を中断さ
せて、同調コンデンサ放電電流が主回路電流より小さく
あつた時に附勢され、以て主導通サイリスタのゲート端
子を附勢し、主導通サイ゛リスタを再導通させることが
できる。本発明が一層よく理解されるようにするため、
添附図面に示した本発明の好ましい実施例について以下
に具体的に詳述する。

図面、特に、第１図に示した回路は、固体素子または静
止転流および限流技術を利用した回路であり、Ｅは交流
電流・電圧源、Ｌ８は誘導性素子として例示した電源イ
ンピーダンスである。

電源Ｅ及び誘導性素子Ｌ８の接続体と直列に、交流電流
回路を表わす４つの回路装置が接続されている。直列接
続された素子の１つを構成する負荷ＺＬは例えば機械的
回路遮断器である支援保護装置（バツクアツプ・プロテ
クタ）ＢＰにより保護されている。転流一限流回路１０
は、互いに逆並列に、また上述した回路要素とは直列に
接続した単方向トリガ装置即ちサイリスタ組ＴＨｌ及び
ＴＨ２を有し、例えば交流の正の半サイクルが第１の半
サイクル中にサイリスタ組ＴＨｌを流れ、負の半サイク
ルが第２の半サイクル中にサイリスタＴＨ２を流れるよ
うになつている。電源Ｅの電圧は、ある状況では極めて
高くなり得るので、サイリスタ組ＴＨｌ及びＴＨ２はサ
イリスタスタツク（積層体）で示されている。サイリス
タスイツチの主端子１２及び１４と直列に、かつサイリ
スタ組ＴＨｌ及びＴＨ２とは並列に、事故電流抑制用の
限流抵抗器Ｒが接続されており、限流抵抗器Ｒおよびサ
イリスタ組Ｔ１及びＴＨ２と並列に強制転流回路ＣＮが
接続されている。強制転流回路ＣＮは４個の放電間隙（
放電間隙スイツチ）Ｇｌ，ＧＶ，Ｇ２及びＧ２″を含ん
でいる。放電間隙Ｇ１及びＧ２の各一端は互いに、かつ
転流・限流回路１０の主端子１２に接続され、放電間隙
ＧＶ及びＧ２″の各一端は互いに、かつ誘導性素子Ｌの
一端に接続されている。誘導性素子Ｌの他端は転流・限
流回路１０の主端子１４に接続されている。放電間隙ス
イツチＧ２及びＧ「の他方の端子は容量性素子Ｃの一端
および容量性素子Ｃの前充電回路ＰＣの一端に接続され
ている。容量性素子Ｃの他端及び前充電回路ＰＣの他端
とは互いに、かつ放電間隙Ｇ１の他方の端子及び放電間
隙Ｇ２′の他方の端子に接続されている。サイリスタ組
ＴＨｌ及びＴＨ２（サイリスタスイツチ）と並列に、例
えば酸化亜鉛サージ抑制素子であるサージ抑制素子ＳＳ
ｌが接続されている。

また、容量性素子Ｃと並列に、やはり酸化亜鉛型素子を
一例とする第２のサージ抑制素子ＳＳ２が接続されてい
る。サージ抑制素子ＳＳ２の一端は放電間隙Ｇ２とＧ１
との間の共通接続点即ち主端子１２に、またその他端は
放電間隙ＧＶ及びＧ２″並びに誘導性素子Ｌの共通接続
点にそれぞれ接続されている。放電間隙Ｇ２及びＧ２″
はほぼ同時に導通し、放電間隙Ｇ１及びＧ「もほぼ同時
に導通するが、放電間隙Ｇ２及びＧ２″とは異なる時点
に導通するように制御されるので、容量性素子Ｃは、１
組の放電間隙または他の組の放電間隙が導通した時には
常にサージ抑制素子ＳＳ２と並列に接続されることにな
る。支援保護装置ＢＰｌ負荷ＺＬおよび転流一限流回路
１０と直列に接続され−Ｃいる第４の要素は、回路変数
モニタ部ＣＶＭである。

モニタ部ＣＶＭの出力はサイリスタ導通制御兼コンデン
サ放電路制御装置（検出回路）ＣＣに供給される。制御
装置ＣＣは４つの出力端子即ちサイリスタ組ＴＨｌの共
通ゲート制御端子に接続された出力端子と、サイリスタ
組ＴＨ２の共通ゲート制御端子に接続された出力端子と
、放電間隙Ｇ２及びＧ２″の組を点弧させるように接続
された出力端子と、放電間隙Ｇ１及びＧ「の組を点弧さ
せるように接続された出力端子とを有している。サイリ
スタ組ＴＨｌ及びＴＨ２はそれぞれのゲート端子に絶縁
段１ＳＳを備えている。第１図の回路の通常の動作即ち
非限流一転流動作は比較的簡単である。

電源Ｅにより生じた交流電流１は負荷ＺＬ並びに交互に
導通するサイリスタ組ＴＨｌ及びＴＨ２を通つて６０ヘ
ルツの速さで交番する。電流１の各交番の間に、順方向
に導通するサイリスタ組ＴＨｌまたはＴＨ２のインピー
ダンスおよび抵抗値は限流抵抗器Ｒの抵抗値より相当低
いので、限流抵抗器Ｒはその時、事実上回路から切り離
された形となる。そのため、極わずかな電流だけが抵抗
器Ｒを通つて流れ、この時の電流１１はほとんど無視で
きる値である。誘導性素子Ｌと容量性素子Ｃは放電間隙
Ｇｌ，Ｇ「，Ｇ２及びＧ２′が開放していることにより
事実上主回路から切り離されている。前充電回路ＰＣは
容量性素子Ｃを充電するために用いられ、その電圧・電
流供給能力が限流動作中の適当な時点において利用でき
るようになつている。一例として、限流一転流動作につ
いて以下に説明する。

電流Ｅの電圧が正で、サイリスタ組ＴＨｌが導通、サイ
リスタ組ＴＨ２が不導通とすると、電流１は第１図に示
した方向に流れる。点Ｘ及びＸ″に故障が生ずると（そ
れにより負荷ＺＬは側路される）、その故障は電流変数
モニタＣＶＭにより検出さへ電流変数モニタ部ＣＶＭに
より放電制御装置ＣＣに通報され、サイリスタ組ＴＨｌ
のゲート信号が除かれる。電流１１は、主端子１２と１
４との間に電圧が生ずることによつて抵抗器Ｒを通つて
流れる電流である。サイリスタ組ＴＨｌまたはＴＨ２が
導通していると電圧は低く電流１１は無視できる。尚、
前述した電流ｉの正の半サイクルが零になるまでサイリ
スタ組ＴＨｌは実際には導通を停止していない。このこ
とが生じる時間は長いので、機器または人身に損傷を与
え得る容認し得ないレベルまで電流が増大することがあ
る。そのため、サイリスタ組ＴＨｌの電流を速やかに除
去し、現在の半サイクルが終了するよりずつと前にその
導通を終了させるように強制転流回路ＣＮを作動させな
ければならない。これは、本実施例においては、放電間
隙Ｇ１及びＧ「を点弧し、容量性素子Ｃを誘導性素子Ｌ
と直列に接続し、更にサイリスタ組ＴＨｌを側路するよ
うに画素子Ｃ及びＬを接続することによつて行なわれる
。このように接続された容量性素子Ｃの両端間電圧はサ
イリスタＴＨｌの極性と逆極性になつている。この接続
によつて、誘導性素子Ｌおよび容量性素子Ｃを通る比較
的大きな電流が流れる。素子Ｃ及びＬは、容量性素子Ｃ
からの共振放電電流１２が比較的高いレベルに上昇し、
やがて電流１２が電流１を越えるように同調されている
。電気工学および物理学上の法則に従つてこれが生ずる
と、サイリスタ組ＴＨｌを通る正味電流１−１２は零に
なつて、サイリスタ素子ＴＨｌをオフにする第２の特性
が満たされる（電流１１は依然無視できる値である）。
またこのようになると、サイリスタ組ＴＨ２がこの場合
、電源Ｅの電圧極性に従つて通常は順方向にバイアスさ
れないとしても、サイリスタ組ＴＨ２を順方向にバイア
スする電位が存在する。サイリスタ組ＴＨ２はサイリス
タ点弧制御兼コンデンサ放電制御装置ＣＣによ二つてオ
ンにされるため、容量性素子Ｃからは放電電流が誘導性
素子Ｌとの同調によつて流れる。電流１２は今や順方向
にバイアスされ導通しているサイリスタ組ＴＨ２を通つ
て流へその両端間に順方向電圧降下を生ずる。その電圧
降下はサイリ こスタ組ＴＨｌの逆方向バイアス電圧と
なる。この電圧降下は電流１，が電流１を超過している
限り保持される。容量性素子Ｃおよび誘導性素子Ｌのリ
アクタンス値は、上記の電流関係（１，〉ｉ）がサイリ
スタ組ＴＨｌの回復時間に少くとも等し５い時間続くよ
うに選定されており、それにより上述した［ソフト」な
バイアスが得られる。この期間中にサイリスタ組ＴＨｌ
のキヤリヤは主導通接合から運び去られるので、 「ソ
フト」バイアス電圧が除去された後（丸両端間の電圧極
性が導通に４適切なものになつていても、ゲートが再ト
リガされない限りサイリスタ組ＴＨｌはもはや導通しな
い。電源Ｅの逆の半サイクル中に回路遮断および限流一
転流動作が指令された時は、サイリスタ組ＴＨ２がオフ
になり、サイリスタ組ＴＨｌが素子Ｃ及びＬと共働して
上述の「ソフト」バイアス印加を行う。この後者の場合
においては、放電間隙Ｇ１及びＧ１′ではなく放電間隙
Ｇ２及びＧ２５が導通し、それにより容量性素子Ｃは上
述した目的を達成するための適切な極性状態になる。次
に第１図と第２図を参照して転流一限流動作を詳細に説
明する。第２図の右側には単位法（Ｐ．ｕ．）によりプ
ロツトした電流１（縦軸）が横軸の時間（単位＝μ秒）
に対して、また左側には単位法によりプロツトした電流
１時間（単位＝μ秒）に対してそれぞれ示されている。
第２図に示したプロツトを行なうためには、多くの前提
がなされているが、これは本質的にはいろいろな回路変
数の関係をコンピユータによつて作図したからである。
第２図に示した状態は、第１図の回路に最高の上昇率と
、あり得る最高のピーク故障電流とをもたらす結果とな
る合成された最悪のケースを想定している。従つて、故
障前の瞬時電流１が１ｐ．ｕ．で、サイリスタ組ＴＨｌ
を通過することが想定されている。このことは前述した
ように第２図の右側に示してあり、これは１ｐ．ｕ．電
源電圧の瞬時値と合致する。また電源Ｅの電圧が、遮断
過渡状態期間中、その最大レベルにとどまることも想定
されている。実際には電流の最高上昇率と最高ピーク第
１半サイクル故障電流とは合致しないから、これは安全
な想定である。時点Ｔ。において、例えば固定された短
絡が遮断器の負荷側に生じ、そしてその短絡電流１は速
やかにＥ／Ｌｓの割合で増大する。ｔ＝Ｏにおいて故障
電流は１．５ｐ．ｕ．トリツプレベルに到達し、検出回
路でもある放電路制御装置ＣＣによつて強制転流がトリ
ガされる。上述したようにトリガは次の３つの事象が同
時に生ずることである。（イ）放電間隙Ｇ１及びＧ１″
の点弧。

（ロ）サイリスタ組ＴＨ２のターンオン。

（ハ）サイリスタ組ＴＨｌからトリガ信号を除去するこ
と。

この一連の事象によつて、コンデンサＣ（１ｐ．ｕ．電
圧に予め充電されている）は、誘電性素子Ｌおよびサイ
リスタＴＨ２を経て放電する。

最初は、この正弦波放電電流１２は電流１より小さく、
スイツチ電流１は依然サイリスタ組ＴＨｌを通つて流れ
ている。時点ｔ１では正味スイツチ電流は零に低下し、
そして反転する。これは電流１２がｌを超過するためで
ある。そのためサイリスタ組ＴＨｌは不導通になり、正
味スイツチ電流１−１２がサイリスタ組ＴＨ２を通つて
流れる。それにより生じたサイリスタ組ＴＨ２のソフト
な順方向電圧降下はサイリスタＴＨｌの両端間に逆方向
に生ずる。全サイリスタスイツチの両端間電圧降下は無
視できるので、故障電流即ち電源電流は妨害を受けずに
上昇し続ける。同様に放電電流１２は第２図に示すよう
にその正弦波状の共振放電を続ける。この放電は周知の
ように角周波数ω−１／′Ｒｃで生じ、振幅１２のピー
ク＝ＶｃＯぺΣ７［に達する（ただしＶｃＯは容量性素
子Ｃの初期充電電圧）。

容量性素子Ｃ、誘導性素子Ｌ及び初期充電電圧ＣＯを適
当に定めると、共振放電電流１２が第２図の点Ｘにおい
て故障電流１に追いつき、導電しているサイリスタ組Ｔ
Ｈｌの消勢および逆バイアスを生じさせる。この逆バイ
アスは上述した電流関係が反転する時点Ｔ２まで続く。
逆バイアス期間Ｔ２−ｔ１はサイリスタの回復に適正な
値、例えば３６０μ秒とすることができる。時点Ｔ２の
後は電流１は放電電流１２より大きくなる。しかしサイ
リスタ組ＴＨｌが不導通でサイリスタ組ＴＨ２は逆方向
において阻市しているため、正昧スイツチ電流は反転で
きない。従つて式１＝ｉ１＋Ｉ２を満足する電流１は、
素子Ｃ及びＬを含む強制転流分岐路と側路（バイパス）
用の限流抵抗器Ｒとを経て流れる。この時点では電流１
１とそれによる電圧降下１１Ｒが増加し、その電圧降下
１１Ｒは電源Ｅの電圧と逆極性になり、時点Ｔ３におい
て１ｐ．ｕ．にある。そのため時点Ｔ３までに１１．５
ｐ．ｕ．に達していた故障電流１はついに下降し始める
。コンデンサ電圧Ｖ。は今度反転して逆方向に増加する
ので、放電電流１２も減少して時点Ｔ４において零にな
る。しかしその時には共振のためコンデンサ電圧。は１
．４２ｐ．ｕ．まで過充電されている。放電間隙が再び
点弧されたとすると、負の放電電流１２はコンデンサ電
圧を約１ｐ．ｕ．のレベルに戻し、故障電流は、限流抵
抗器Ｒの値により定まる最終的な９ｐ．ｕ．レベルに到
達する。電源電流は時点Ｔ５の後は限流抵抗器Ｒを通つ
て流れ、限流作用はほぼ終了する。更に有効な限流作用
が必要な際には抵抗器Ｒの値を高くすることが必要であ
る。

この結果は第１図および第２図と同じく第３図にも示し
てある。最終的な制限電流を電流１の９ｐ．ｕ．とする
代わりに電流１の３ｐ．ｕ．とした場合の限流事象が第
３図に示してある。全４つのパラメータは元のままであ
るが、抵抗値は、任意に選んだ１／９ｐ．ｕ．から、所
要の３倍減少を得るために必要な１／３ｐ．ｕ．に減少
させてある。しかしながら回路の最終的な電流応答は、
はるかに振動することがわかる。このことはサイリスタ
スイツチの両端間のピーク電圧が、以前の１２５ｐ．ｕ
．から１８ｐ．ｕ．に増加し、コンデンサピーク電圧が
以前の１．４２ｐ．ｕ．から２．１ｐ．ｕ．に増大しう
るため、多少都合が悪い。増加する電圧に耐えられるよ
うにするには、多数のサイリスタを直列に接続し、大電
圧のコンデンサＣを使用することになり、経済的に割高
となる。第４図は大きな限流により電圧ストレスを減少
させる効果を示したグラフである。この場合には、多数
のサイリスタを使用する必要はない。この場合には並列
逆接続した２つのサイリスタ組ＴＨｌ及びＴＨ２の両端
間に非線形サージ抑制素子ＳＳｌが接続される。サージ
抑制素子ＳＳｌの導通度は電圧に対して指数関数的に増
加する。酸化亜鉛などの焼結した金属酸化物から作られ
る最近のサージ抑制素子は、ある「クランプ」電圧レベ
ルより低いところではほぼ無限抵抗値を、またそのレベ
ルより高いところではほぼ零の抵抗値を示す。第４図に
示した遮断器は、サイリスタ組ＴＨｌについて電圧クラ
ンプレベルが１．２５ｐ．ｕ．に設定されるように作用
する。サイリスタスイツチ電圧はその他の作用に悪影響
を及ぼさずに、実効的に１・２５ｐ．ｕ．レベ′レ以下
に保たれる。第４図における電流１，Ｒは抵抗器Ｒを通
つて流れる電流１１の一部分であり、残りの部分１１Ｓ
はサージ抑制素子ＳＳｌを通つて流れる。この部分１，
ｓは図面を簡潔にするため第４図には示されていない。
しかしコンデンサ電圧は第３図に示した実施例と同様に
１．９ｐ．ｕ．まで増加する。第１図および第５図にお
いて、サイリスタ電圧並びにコンデンサ電圧も減少させ
るためにサージ抑制素子ＳＳｌを使用できることがわか
る。

サージ抑制素子ＳＳ２はコンデンサＣの両端子間に接続
されている。コンデンサＣの放電電流１２を零にするの
に十分な電圧を得るには、サージ抑制素子ＳＳｌに比べ
てサージ抑制素子ＳＳ２のクランプレベルを高い値に設
定することが望ましい。そのためスイツチ電圧はサージ
抑制素子ＳＳｌにより１．２ｐ．ｕ．に、またコンデン
サ電圧はサージ抑制素子ＳＳ２により１．４ｐ．ｕ．に
それぞれクランプするものとする。他のパラメータは元
のままとする。遮断器の作用は、第５図かられかるよう
に、ほとんど損われない。またスイツチ電圧およびコン
デンサ電圧がクランプレベルを下回るや否や、前に生じ
た比較的振動減衰性のよくない状態が再現することも明
らかである。このようになる主な原因は、コンデンサ放
電電流１２の極性反転が繰り返されるからである。第１
図並びに第６図はこの最後の欠陥の除去を示したもので
ある。

この場合には、適当な放電間隙の再点弧を注意深く取捨
選択することによつて、電流１２は、たつた１回の放電
反転しかできない。第６図には、このような条件の下に
他の全てのパラメータを不変とした場合のスイツチの動
作が図示されている。大きな限流作用が３ｐ．ｕ．レベ
ルにおいて行なわへかつ最大スイツチ電圧および最大コ
ンデンサ電圧がそれぞれ１．２ｐ．ｕ．及び１．４ＰＪ
Ｊ．に制限されているにも拘らず、サージ制御素子ＳＳ
ｌ及びＳＳ２を用いて放電電流を１回反転させたことに
より極めて良好な減衰作用が得られることがわかる。普
通の交流の場合には、サージ制御素子（例えばＳＳｌ）
の「待機」損失が破壊的になるため、サージ抑制素子の
クランプ電圧はピーク交流電圧に近く設定できない。し
かし、この場合にはどちらかのサイリスタ組がサージ抑
制素子ＳＳｌ側路あるいは実質的に短絡するため、その
両端の間の電圧が比較的低くなるので、サージ抑制素子
ＳＳｌ及びＳＳ２は普通には電源ピーク電圧を受けず、
サイリスタ導通時の無視できるほど小さな順方向電圧降
下に遭遇するだけである。サージ抑制素子ＳＳｌが高電
圧を受けるのは故障遮断後の数サイクルの期間のみであ
る。この間の熱応力は大きい。一例として第１図のサー
ジ抑制素子ＳＳ２は、コンデンサＣの電圧がクランプさ
れている期間中、全放電電流１，を通過させねばならな
い。更に第１図のサージ抑制素子ＳＳｌの任務は、第４
〜６図に示すように、次式から計算できる。１，Ｒ＝ク
ランプ電圧／Ｒ （３）これらの式から １１８＝ｉ−１２−（クランプ１圧Ｖ／Ｒ）（４）遮断
時にサージ抑制素子により吸収されるエネルギーは、電
流の時間積分にクランプ電圧を掛けた値である。

尚、サージ抑制素子により消散されるエネルギーは故障
電流の関数である。前述の実施例は、遮断期間（約２ｍ
秒）中、瞬時電源電圧がピーク（波高）値に留まつてい
るという安全な単純化想定により一層厳密にした最悪の
場合の故障を表わし、統計的には大部分の故障により生
ずるエネルギー消散はこれにより少ない。第１図、第２
図、第２Ａ図、及び第２Ｂ図について、不時のトリツプ
（引外し）の影響を除去する別の実施例について説明す
る。

固体素子限流遮断器には、短絡の存在を検出してほぼ瞬
間的に限流を開始させることができる電流変数モニタ部
ＣＶＭのような電子的検出一引外し回路が必要とされる
。サブサイクル障害を識別してそれを後に無視する必要
な時間が不足すると不時引外しの原因になる。しかしな
がら、ソフト転流回路は、強制転流動作が開始された後
においても、限流動作を再検討することの可能性を与え
る。第１図かられかるように、電源電流１と放電電流１
，とは相互に無関係に生じ、時点Ｔ２において電源電流
１が放電電流１，に追いつく（点Ｙ）。従つて期間ＴＯ
−Ｔ２においては、制御装置ＣＣは、時点ＴＯでの限流
開始が正当だつたかどうかを確認することができる。再
検討の結果、限流動作が不要なら、時点Ｔ２でサイリス
タ組ＴＨｌを再点弧させることにより負荷電流１にその
自然な経路を取らせ、そして放電電流１２にはＵにおい
て一点鎖線で示すように正弦波半サイクルを完了させ、
電流１及びＩ２がこの放電半サイクルの終了時において
相互に影響しないようにすることができる。コンデンサ
電圧は反転していることがわかる、当初の開始状態への
反転は、予め充電されたコンデンサＰＣによつて比較的
容易に達成することができる。限流がその開始後に実際
必要かどうかを計算する時間は、破線Ａにより示した過
渡電流が一点鎖線Ｕにより表わした同調放電電流１２を
超過する時点Ｔ２″まで延長できることは、破線Ａの放
電路に注目すれば明らかである。このような状態では、
残りの回路部分は限流作用が開始されていることを感知
しない。第２Ａ図には放電間隙Ｇ１及びＧ「のターンオ
ン電圧即ち点弧電圧が図示してある。

尚ターンオン電圧は第２図の時間０において印加される
。第２Ｂ図には、例えば、サイリスタ組ＴＨｌのゲート
の点弧パルスが図示してある。尚、サイリスタ組ＴＨｌ
の最先のゲート信号除去は時点Ｔ。において生じ、ター
ンオフは時点Ｔ，において生ずる。従つて第２図の点Ｘ
において零交差別にサイリスタ組ＴＨｌからゲート信号
を除去しなければならず、さもないとソフトバイアス技
術は無効になる。同様に、前述したように時点Ｔ２′に
おいて転流一限流動作を中止させたい場合には、第２Ｂ
図にＡ′として示したように時点Ｔ２においてサイリス
タ組ＴＨｌにゲートパルスを与える必要がある。本発明
の上述した実施例において、第２Ａ図に示したターンオ
ンパルスは放電間隙Ｇ２及びＧ２′に加えてもよく、ま
たサイリスタＴＨｌについての第２Ｂ図に関連するいろ
いろなターンオフ時間や再点弧時間は、サイリスタＴＨ
２にも当てはまる。

またサージ抑制素子ＳＳｌは１個のサイリスタについて
１つずつ設けるように第１図に図示されているが、全部
のサージ抑制素子を中間相互接続なしに全部のサイリス
タ組ＴＨｌ及びＴＨ２と並列に接続してもよい。また第
２〜６図には電流１，ｉ１，ｉ２及び電圧ＶＯを基準値
に関して標準化して示したが、標準化しない分子値を使
用しても差支えない。また限流作用は電源電圧の負の半
サイクルにも正の半サイクルと同様に成立する―本発明
の好ましい実施態様としての放電間隙の代りにそれと同
等の作用をする。他のスイツチ装置を用いることもでき
る。誘導素子Ｌｓも一例であり、支援保護装置には機械
的な回路遮断器以外の適当な保護装置を使用できる。更
に６０ヘルツ以外の動作周波数も使用できる。また第２
〜５図の実施例に用いた数字は限定的なものではない。
本発明による限流スイツチの利点は次の通りである。第
一に、通常導通しているサイリスタ回路について「ソフ
ト」転流技術を使用したことによりサイリスタが主導通
路としての機能とソフトバイアス機能との２重の機能を
果たすことができるということである。第二に、本発明
による限流スイツチは限流および転流中止作用を有する
という点である。第三には、同調した放電電流は有効な
逆バイアスまたはソフトバイアスのために使用できると
いうことである。第四には、主導通サイリスタおよびエ
ネルギー蓄積手段に対してサージ抑制素子を使用し、過
大な過渡電圧の発生を防市すると共に、振動性の過渡現
象を有効に減衰させることができるという点である。そ
して第五に、エネルギー蓄積手段即ちコンデンサＣの放
電路を適当に遮断して電流反転の繰返しを防止すること
もできるという点が挙げられる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理を具現した固体素子限流一転流回
路を含む限流スイツチの回路略図、第２図は比較的低い
限流抵抗値についてソフトバイアス、転流および限流の
標準化された回路変数を示したグラフ、第２Ａ図は第１
図の可制御放電間隙のターンオンパルスを示すグラフ、
第２Ｂ図は異なる回路側について第１図のサイリスタの
制御信号をプロツトしたグラフ、第３図は比較的高い限
流抵抗についての第２図と同様のグラフ、第４図は主サ
イリスタ抑制を用いた場合の第２図と同様のグラフ、第
５図は容量性電圧サージ抑制も用いた場合の第２〜４図
と同様のグラフ、第６図は容量性素子の放電反転制御を
用いた場合の第２〜５図と同様のグラフである。 １０・・・・・・転流一限流回路、１２，１４・・・・
・・端子、ＴＨｌ，ＴＨ２・・・・・・サイリスタ組、
Ｒ・・・・・・限流抵抗器（限流手段）、Ｇｌ，Ｇ２，
Ｇｌ′，Ｇ２ζ・・・・・放電間隙、Ｌ・・・・・・誘
導性素子、Ｃ・・・・・・容量性素子、ＣＣ・・・・・
・サイリスタ点弧制御兼コンデンサ放電路制御装置、Ｓ
Ｓｌ，ＳＳ２・・・・・・サージ抑制素子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ （イ）交流電流が流れる電気回路に接続し得る１対
   の端子と、（ロ）１方の回路方向に前記交流電流を通過
   させるように前記１対の端子間に接続された第１のスイ
   ッチ手段と、（ハ）他方の回路方向に前記交流電流を通
   過させるように前記第１のスイッチ手段に対して逆並列
   に接続された第２のスイッチ手段と、（ニ）上記第１及
   び第２のスイッチ手段に対し並列接続され、前記電気回
   路に過負荷電流の流れる期間中、前記過負荷電流に対し
   限流作用を行う限流手段と、（ホ）前記１対の端子の間
   に接続され、かつ通常オフのスイッチング可能なエネル
   ギー蓄積手段と、（ヘ）前記第１又は第２のスイッチ手
   段が前記過負荷電流の流れる期間内において逆バイアス
   されて不導通にされたときそれぞれ前記第２又は第１の
   スイッチ手段に電流が供給されるように前記エネルギー
   蓄積手段をスイッチングするための制御手段と、を有し
   、前記制御手段は前記過負荷電流の流れる期間内で前記
   第１又は第２のスイッチ手段が逆バイアスされている期
   間中、それぞれ前記第２又は第１のスイッチ手段を導通
   させ、前記エネルギー蓄積手段からの電流はそれぞれ前
   記第２又は第１のスイッチ手段を通つて流れ、その固有
   のインピーダンスと共働してそれぞれ前記第１又は第２
   のスイッチ手段にソフト逆バイアス電圧を供給するそれ
   ぞれ前記第２又は第１のスイッチ手段の順方向電圧降下
   を与えるものであり、前記ソフト逆バイアス電圧は、前
   記第１又は第２のスイッチ手段の回復時間の間、持続し
   て前記交流電流がそれぞれ前記第１又は第２のスイッチ
   手段を再び流れることのないようにした限流スイッチ。 ２ 前記第１のスイッチ手段が第１のサイリスタ手段で
   あり、第２のスイッチ手段が第２のサイリスタ手段であ
   る特許請求の範囲第１項記載の限流スイッチ。 ３ 前記エネルギー蓄積手段が前記制御手段により作動
   し得る放電間隙を含んでいる特許請求の範囲第２項記載
   の限流スイッチ。 ４ サージ抑制手段が前記１対の端子間に接続されてい
   て、限流動作中前記第１および第２のサイリスタ手段の
   両端間に印加される電圧を制限するようになつている特
   許請求の範囲第２項記載の限流スイッチ。 ５ 前記エネルギー蓄積手段の両端に接続されて限流動
   作中その両端間に印加される電圧を制限するためのサー
   ジ抑制手段を含んでいる特許請求の範囲第２項記載の限
   流スイッチ。 ６ 前記１対の端子間にサージ抑制手段を接続し、この
   サージ抑制手段はクランプ電圧を有し、このクランプ電
   圧は非限流時において前記１対の端子間における前記交
   流電流のピーク電圧よりも高いが前記限流された交流電
   流のピーク電圧値よりは低く、また前記クランプ電圧は
   前記第１のスイッチ手段の降伏電圧より低く、以て前記
   限流された交流電流の電圧を前記クランプ電圧に制限す
   ることにより前記第１のスイッチ手段が限流動作中、保
   護されるようにした特許請求の範囲第１項記載の限流ス
   イッチ。 ７ 前記１対の端子間にサージ抑制手段を接続し、この
   サージ抑制手段は回路の振動性過渡現象を減衰させるク
   ランプ電圧を有するようにした特許請求の範囲第１項記
   載の限流スイッチ。 ８ 前記エネルギー蓄積手段の両端間にサージ抑制手段
   を接続し、このサージ抑制手段は前記エネルギー蓄積手
   段の両端間の電圧降下を、その降伏電圧より低い値に制
   限するクランプ電圧を有するようにした特許請求の範囲
   第１項記載の限流スイッチ。