JPS5944973A - スイツチング・レギユレ−タの過電流検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の対象 本発明は、スイッチング・レギュレータの過電流検出回
路に関し、特にフォワード・コンバータ方式のスイッチ
ング・レギュレータにおいて、１次側過電流を礪実に検
出して、回路の故障を防止できる過τ；Ｌ流検出回路に
関する＋１）のである。

従り１（技術 従来より、フォワード・コンバータ方式（７）　スイッ
チング・レギュレータには過ドア、流検出回路が設けら
れている。これは、例えば出力端子の短絡等によりスイ
ッチング・トランジスタに流れる電流が増加するので、
スイッチング・トランジスタのコレクタ電流を取り出し
て、その電流値が一定値以上にｔ仁ったときこれを検出
して、コントロール回路に与え、コント田−ル回路の制
御により、スイッチング・トランジスタの発振を停止し
ている。

しかし、フォワード・コンバータ方式では、スイッチン
グ・トランジスタを駆動するパルス幅がパルス周期に対
し約１／３のデユーティであるため、過電流検出回路で
完全に過電流を検出できないという問題があった〇 第１図は、従来のツメワード・コンバータ方式スイッチ
ング・レギュレータの過電流検出回路の一実施例を示す
図である。第１図において、１゜２は商用交流入力電圧
受電端子を示し、ここに商用交流入力１１ｆ１圧が受電
される。３　ｉＪダイオードスタックであり、商用交流
入力電圧を直流電圧に変換している。４はアルミ笥、＃
コン１ンツであり、直流１ｎ圧の中に含まれる交流外を
小さくしている。

５はカレントトランスであり、トランジスタ６のコレク
タ電ン４〔を検出してし）る。０はトランジスタであり
、３と４で得られた直流雷、圧を高周波交流電圧に変換
している。７のコンデンサ、ダイオード８、抵抗９でｊ
、１１成されるサージ・サプレッサ回路は、トランジス
タ６が発ｆｉ＋：を繰り返すことにより、トランス１０
に発生ずるフライバック電圧を吸収している。１０はト
ランスであり、トランジスタ０が発振を繰り返すことに
より発生した高周波交流電圧を降圧する役目と一次回路
と二次回路を絶縁する役目を果している。

１１はダイオード（センタータップ）であり、トランス
１０にて降圧された高周波交流電圧を整流するものであ
り、チョークコイル１２．アルミ電解コンデンサ１３に
より直流電圧に変換している。

１４．１５は直流供給端子であり、ここから直流出力電
圧が供給される。１０はダイオードであり、カレントト
ランス５の出力を整流するものである。

１７はコンデンサ、１８は抵抗であり、抵抗１８の両端
にはコレクタ電流に比例した直流ル、圧が発４１ゴシて
いる。１９はツエ→−−ダイオード、２０゜２１．２３
は抵抗、２２はトランジスタでおり、これらの迷子１９
〜２３により過電流検出回路の識別回路ＩＱＡを構成し
ている。２５（Ｊ補助トランスであり、２６けダイオー
ドスタックであり、商用交流入力電圧を恒温１ｒｔ圧に
変換している。

２７けアルミ電解コンデンザであり、ダイ］−ド・スタ
ック２６の出力の直流霜、圧の中に含まれる交流外を小
さくする役目をもっている。

２８は三端子レギュレータＩＣであり規定の直流出力電
圧を作っている。２９　ｉ；ｌ抵抗である。３４はスイ
ッチングレギュレータ用コントロールＩ　Ｃであり、こ
の中に固定周波数発生器、基べへ電圧発生器、パルス幅
制御回路等が収納されている。

３０は抵抗であり、コンデンサ３１との関係により、発
振周波数を決定している。

３２．３３ｉ、を抵抗でｉ゛）す、出力端子１４，１５
間の直流出力電圧と比較する電圧を法定している。

３３．３０ｆＪ抵抗、３７はトランジスタであり、これ
らの不予３．！’３〜３７にてシャットダウン回路を４
Ｍ成している。３８．３９はコンパレータである。４０
はハ亭電圧発生器であり、スイッチング・レギュレータ
Ｉ　Ｃ３４、内部の基準１丘、圧を作っている。４土は
固定周波）−々発生器であり、３０．３１の外何目部品
により固定周波数を発生させている。

４２はフリップフロップ回路、４３はＮ０１１回路、７
１−４はトランジスタで座）る。

１．２の端子に商用交流入力電圧が印加されると、ダイ
オードスタック５にて整流され直流電圧に変換され、ア
ルミ電解コンデンサキの両１）；Ｍに印加きれる。この
直流Ｍｆ圧Ｇ、ｊ、６のトランジスタが発振を繰り返す
ことにより高周波交流ｔｉｔ圧に変換される。６が発振
を経り返ずことにより、１０のトランスにはフライバッ
ク雷、圧が発生ずる。

このフライバック電圧は、７，８．９で構成されるサー
ジ・サプレッサ回路ＯＡにて吸収される。

又、１，２の端子に商用交流入力Ｔ７圧が印加されると
、トランス２５により降圧され、ダイオード・スタック
２６にて整流され、アルミ電ｊ’ｌ−コンデンザ２７の
両端には直流電圧が印加される。

この直流電圧Ｇ、↓、非安定１ｒ１流電圧のためＴＩ’
ｆ圧安定化精度が悪く、τぢ１１理素子を駆動すること
？Ｊできないため、三端子レギュレータ２８にて非安定
直流雷、圧を安定化した直流電圧に洛゛、′換している
。この安定化された１α流電圧をスイッチング・レギュ
レ−タ用コントロールＩＣ３４に供給している。

この電圧が供給されると、基帛電圧発生器（；ｉ（４０
にて安定化された直流電圧が発４ｆ″し、この１１？、
圧がコントロールＩＣ３４−の内部主要各部へ供給され
る。これにより、固定周波８！２Ｉ／発化器部４．１に
て抵抗３０とコンデンサ３１により決定されるクロック
パルスと鋸歯状波電圧が発ｌｆ″、される。

これらの各出力は、フリップフロップ４２及びコンパレ
ータ３９に送られる。従って、コンパレータ３９は誤差
増幅器３８の出力信号と、この鋸歯状波電圧とを比較す
ることによりパルス幅変潤を生じることにｔｒる。そし
て、このパルス幅変調出力ｉｔ　、　Ｎ　ＯＲ回路４．
３においてフリップフロップ４２の各出力で時分割され
て、二つのパルスに撮り分けられる。

このようにし−〇、Ｎ０ｉ１．回路４３の出力には、ク
ロックの２　Ｉｉ’ｉ１期に１回の叩１合いでコンパレ
ータ３９のパルス１国変；ｉ吋出力が交互に現われるの
であるが、これらのパルス幅はコンデンサ３１の値によ
り所定のパルス幅だけぜ幻′められるようにｔｃってい
る。

このＮＯＲ回路の出力は、トランジスタ４４に伝達され
、トランジスタ４−４は発１１碍を繰り返すのでトラン
ジスタ６も発振を繰り逝し、アルミＴＴｔ解フンデンリ
°４の両端の１＾゛流？１圧は高Ｊｉ”１波宙圧に変換
される。この高周波交流前１［１１：、　　）ランスｌ
Ｏにて降工されダイオード１１にて４＜流され、チョー
クコイル１２及びアルミ’Ｊｌｉ　Ｉ’ｉ’ｌ’コンデ
ンサ１３（こて直流７１すＩＦに４・１１角されている
ので、］、４．１５端子にけ７４７流出力′１１・「圧
が発生すＺ、。

この直流ＳＩＴ、　ＩＥは、誤差増幅器３８の入力とな
り、２占準電圧に比較１−２で、常に１．４．１５端子
に一定の面、流出力電圧が祈られるようにしている。

３５．３６．３７はシャットダウン回路を構成しており
、トランジスタ３７がオンとなると、コンパレータδ９
の入力を低下させてトランジスタ４４の発振を停止する
ことによりトランジスタ６の発振を停止させるので、１
４，１５端子の直流出力電圧は垂下する。端子１４．１
．５を短絡するとトランジスタ６のコレクタ雷１流は増
加し、カレント・トランス５に流れる電流も増加するの
で、抵抗１８の両端に４１へ生ずる電圧も増加する。

その電圧かツェナーダイオード１９のツェナー電圧以上
に達すると、トランジスタ２２がオンとなる。

しかし、前述のように、７号ワード・コンバータ方式で
は、トランジスタ６の道通時間の割合、つま一つデユー
ティ・サイクルが約３３％であるため、トランジスタ２
２がオンしても、次段のトランジスタ２４は完全にオン
せず、したがって、コントロールＪＣ３４のシャットダ
ウン回Ｍ３５Ａに対する入力信号は、トランジスタ３７
をオンさぜるまでに至らない。これによりトランジスタ
６の発振を停止させることかできず、トランジスタ６は
異常吠態で発振を継続し、破損に至ってしまう。

そこで、オ発明者は、本願より先に、幣２図に示すよう
に、職別回路１９Ａのｆｚ９　ｇ７にタイミング・パル
ス遅延時間発生器４５を設けた過賞１．流検出回路を提
案した（発明の名称、「スイッチング・レギュレータの
過電流検出回路−１）。

第２図におい°Ｃ１スイッチング・レギュレータの出力
端子１４−．１５が短絡する等（・こ、トリ、トランジ
スタ６の？１゛・２流が増加すると、識別回路の抵抗１
８の両端電圧も増加する。その両＠雷、圧がツェナーダ
イオード１９のツェナー電圧以上になると、トランジス
タ２２がオンする。トランジスタ２２のコレクタ出力イ
１号はタイミングパルス遅延発生回路４５に伝達され、
抵抗４６とコンデンサ４７により決定される遅延時間を
もつ信号が出力される。

その出力信号は、スイッチング・レギュレータ用コルト
ロールＩＣ３４のシャット・ダウン回路に入力されるの
で、トランジスタ４４の発振は停止し、トランジスタ６
の発振も停止トする。その結果として、端子１４．．１
５の直流出力電圧も垂下する。

しかし、第２図の過電流検出回路はノイズ等の異常現象
により誤動作する確立が高いという欠点がある。すなわ
ち、素子１９〜２３により構成されろ過電流検出回路の
識別回路は、６のトランジスタの電流値（振幅）を識別
しているだけであるために、ノイズ等の異常用ｔにより
この過電流検出回路の識別回路が動作１．７、その信号
」づタイミングパルス遅延発生回路４．５に伝達され、
抵抗４６とコンデンサ４７により決定される遅延時間を
もつ信号が出力され、その出力はスイッチング・レギュ
レータ用コントロールＩＣ３４のシャットダウン回路に
入力されるので、トランジスタ４４の発振は停止し、ト
ランジスタ６の発振も停ゴトシ、その結果として端子１
４と１５の直流出力電圧も垂下するという欠点があった
。

発明の目的 本発明の［］的は、このような欠点を除去するため、ノ
イズ等の異常現象により誤動作することがなく、マージ
ンの大きい安定したスイッチング・レギュレータの過電
流検出回路を提供することにある。

発明の総括的にご＾明 本発明によるスイッチング・レギュレータの過電流検出
回路は、１次側メインスイッチング・パワートランジス
タのコレクタ電流の変動を識別する識別回路を備λたフ
ォワード・コンバータ方式のスイッチング・レギュレー
タにおいて、上記識別回路の後段にタイミングパルス遅
延時間発生器と時間決定回路を設け、上記１次側メイン
スイッチング・パワートランジスタのコレクタ電流の振
幅とパルス幅がいずれもあらかじめ定めた値を越えたと
き、過電流を検出することに特徴を有する。

発明の実施例 第３図は、本発明の実施例を示すツメワード・コンバー
タ方式のスイッチング・レギュレータの過電流検出回路
の構成図であり、第４図は第５図の動作タイムチャート
である。

本実施例回路は飴２図に示した従来の過蟹１流検出回路
に時間法定回路４８とＡ　Ｎ　Ｄ回路４９を迫加した点
に特徴を有する。

上記以外のｔＩ９成要零要素対応する符号で第１図に示
されている構成要繁と同じものであるので、これらにつ
いての構成のｆｆ１ｔ細な問１明は省略して動作の説明
に移る。

ｌＣお、動作についても、スイッチング・レギュレータ
本来の交流→直流→高周波交流→直流の変換動作に門し
ては、先に説明した動作と同じであるので重複説明は避
け、出力翰子１４・、１５を短絡する如き出力電流異常
時の動作及びノイズ等の異常現象に対する動作について
詳１１１１に説明する。

端子１／Ｉ、、１５を短絡するとトランジスタ６のコレ
クタ電流は増加し、カレントトランス５に流れるＷｔ流
も増加するので、抵抗］８の両端に発４１：する電圧も
増加する。

そして、その電圧がツェナーダイオード１９のツェナー
電圧以上に達すると、トランジスタ２２がオンとなる。

トランジスタ２２のコ１ノクク出力信号は、タイミング
パルス遅延時ｒ１（］発ｌＩ：　：！）　’　５　＃；
；よび時間決定回路４８に伝達され、抵抗４−（つとコ
ンデンサ４７により決定される遅延時間なす、つ（、（
号が出力されるとともに、時間決定量ｌ＆Ｎ　４８の出
力として（１、入力された信号が時間決定回路４８のあ
らかじめ決定されているパルス幅、Ｊりも長ければ信号
が出力される。

その二つの信号は、Ａ　Ｎ　Ｄ　ｆｉｊｌ路４．９へ伝
達され、スイッチング・レギュレーク用コントロールＩ
Ｃ３４のシャットダウン回路へ入力され、トランジスタ
３７を完全にオンとすることができる。

従って、前述の如く、コンパレータ３９の入力が低下し
、トランジスタ４４の発振が停止することにより、トラ
ンジスタ６の発振を停止させ、その結果端子１４．１５
の直流出力電圧が垂下する〇トランジスタ２２のオン時
１）■が時間法定回路４８内にて決定されるパルス幅よ
り短がければ、時間決定回路４８の出力む」発生しない
ので、回路４．９におけるＡＮＤ冬件は成立すること１
．ｒ　＜端子１４゜１５の直流出力電圧も垂下しない。

このように、本発明においては、狭いパルス幅で、大振
幅を櫓するノイズ電流に対して過電流を識別させないよ
うに、時間決定回路４８を設け、一定のパルス幅以上の
パルス電流のみを抽出するので、ノイズによる誤動作が
減少する。さらに、タイミング・パルス遅延時間発生器
４５も設けているので、トランジスタ６のコレクタ電流
のデユーティ・サイクル力（３３％以下のときでも、こ
れを遅延させることによりトランジスタ６のパルス周期
に近いパルス幅を作っているので、過電流を確実に識別
することができ、トランジスタ６の破損を防止する。

なお、前記タイミングパルス遅延時間発生器４５゜時間
決定回路４８としては、公知の和【々のタイマ回路等を
用いることができる。

又、本発明は、上記実施例に眼定されるべきものではな
く、フォワードコンバータ方式のスイッチング・！／ギ
ュレータの過電流検出回路全般に適用可能であることは
言うまでもない。

鉛、　３　Ｌ’７．１にて、（ｏ、）　ｌ：ｊ、’　）
ランリスタＯのコレクタ電流波形、（ｂ）ｉ：ｔ　）ラ
ンジスタロのコｌ／クタ〜エミッタ間ｆ７１ＩＦ波形、
（ｃ）は抵抗１８の両☆１．；ｉ市１圧波形、（ｄ）ｃ
」トランジスタ２２のコレクタ電圧波形、（θ）はタイ
ミンカ゛パルス達延時間晶ノ４；　４Ｈ７ζ４−Ｚ）の
出力、（ｆ）ハ時間決り’、＝　１ｉｊｊ　（ｊ：５　
／Ｌ　８の出力、（ｇ）はＡ　Ｎ　Ｄ回路４９の１１１
力を示す。

ｔ１〜ｔ　２１１１１　ｙｔびｔ９５〜ｔ４・間のタイ
ミングは正常動イ′「時のタイミングを示す。ｔ　２〜
ｔ　３間のタイミング番１、トランジスタ６のコレクタ
１１’！、流が」付加し正常にｉｆ＜、ｌ　Ｖｌｉ、流
検出１ｉ、’＋ｌ路が１ｌｉｌ１作した時のタイミング
を示す。ｔ４−以降のタイミングζ、［、ノイズ等のｙ
へ常現象によりトランジスタ０のコレクタ１１イ、流の
立ヒリ時点において、コレクタ電圧波形が増加し、従〕
１（のｊｌｌ・（電流ｐ５３出回１７；１は誤動作する
が、本発明の回路では？、Ｈ屯１１作することがない状
態を示ず。

発明の効・眼 以上に述べた（ＩＪ＋　（、本発明によれば、−次側主
スイツチングトランジスタのコレクタ電流を検出するカ
レントトランスと、四乍カレントトランスの出力を整流
する整流回路および該整流回路の出力の大きさく振幅）
を識別する識別回路を有するフォワードコンバータ方式
スイッチング・レギュレータの過電流検出回路において
、前記識別回路の後段にタイミングパルス遅延時間発生
Ｐ芹と時間決定回路及びＡ、　Ｎ　Ｄ回路を設けたので
、前記トランジスタのコレクタ電流が炉１定値（振幅、
パルスｌｌｌ１ｉｌ）を越えた場合には、これを確実に
検出することができ、前記トランジスタの破損を確実に
防止することができるとともに、ノイズ等の異常現象で
は動作することのない安定した過電流検出回路が期待で
きるという顕著な効果を奏する。

【図面の簡単な説明】 第１図は従来のフォワード・コンバータ方式のスイッチ
ング・レギュレータの過電流検出回路の構成図、第２図
は従来の第１図を改善した過電流検出回路の構成図、第
３図は本発明の実施例を示すフォワード・コンバータ方
式のスイッチング・レギュレータの過電流検出回路の構
成図、第４図は第３１１！Ｊにおける動作タイム・チャ
ートである〇］、　＋　２　：　ｉ！’ｉ’＋　Ｉｊイ
ゲ流入力電圧受電端子、３：〜ダイ副−ドスタック、ｄ
、：電？「７フンデンザ、凸：カレントトランス、６：
トランジスタ、７：コンデンサ、８：ダイｉ−ｈ”、ｎ
　Ｆ　ＩＩ、抗、１０：高周波トランス、１１：肘流用
ダイ月−ド、１２８チヨークコイル、１３　：　７１Ｔ
、解コンデンザ、１４，１５：直流出力９１ｈ子、１０
：ダイオード、１７：コンデンサ、１８：抵抗、］Ｏ：
ツエナーダイ副、−ド、２０．２１．２３＝抵抗、２２
：トランジスタ、２５　：　低周波トランス、２６：ダ
イオードスタック、２７　：　Ｗ；、　ｊｉ’とコンデ
ンサ、２８：三端子レギュレータＩＣ，２Ｑ、３０　：
担；抗、昌ｌ：コンデンサ、３２．３３．凸凸、３６．
３’７：抵抗、３４ニスイツチングレギユレータ用コン
トロールＩＣ５３７：トランジスタ、３８．３９　：コ
ンパレータ、４０：基準電圧発生器、４．ＩＩ固定周波
数発生器、４２ニアリツプ７０ツブ、４３　＋　Ｎ　Ｏ
Ｒ回路、４４：トランジスタ、４５：タイミング・パル
ス遅延時間発／１で器、４０：抵抗、４７：コンデンサ
、４・８時間決定回路、ａ−９，：　Ａ　Ｎ　Ｄ回路。 ３７

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １次側メインスイッチング・パワートランジスタのコレ
   クタ電流の異常変動を識別する識別回路を備えたフォワ
   ード・コンバータ方式のスイッチング・レギュレータに
   おいて、上記識別回路の後段に、識別し７たパルスの終
   端の〃イミノジを遅延させる回路と、識別したパルスの
   時間幅を計数する回路を設け、上記識別したパルスの振
   幅と幅の両方が、あらかじめ定めた値を越えたときのみ
   、過電流を検出することを特徴とするスイッチング・レ
   ギュレータの過電流検出回路。