JPS5945268B2 - 通信方式 - Google Patents

通信方式

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JPS5945268B2
JPS5945268B2 JP50070702A JP7070275A JPS5945268B2 JP S5945268 B2 JPS5945268 B2 JP S5945268B2 JP 50070702 A JP50070702 A JP 50070702A JP 7070275 A JP7070275 A JP 7070275A JP S5945268 B2 JPS5945268 B2 JP S5945268B2
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signal
circuit
coupled
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ジヨセフ ビツクフオ−ド ウイリアム
レオナ−ド ハツトン ウイリアム
ジユリアン ラパ−ト パルマ−ツ コリン
ジヨセフ タンジ ポ−ル
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Raytheon Co
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    • H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
    • H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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  • Radio Transmission System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデータがマイクロ波周波数で複数のチャンネル
を通して或る点から別の点に通信されるようになつてい
るマイクロ波通信方式に主に関係する。
このような通信方式は計算機データを１つの計算機端末
装置またはセンターから別の端末装置に送つたり、或い
は他のディジタル化データおょびオーディオ信号を送つ
たりするのにしばしば用いられる。同じマイクロ波リン
ク内に普通多数のチャンネルが設けられる。ディジタル
およびアナログ変調技術の両方が従来技術の方式におい
て用いられており、デイジタヲ技術はこれら２つのうち
ではアナログ技術よりも信頼性が高くそして現在は計算
機端末装置間の通信に対し殆んど排他的に用いられてい
る。固定帯域幅により送られ得る毎秒あたりのデータの
ビット数を増しかつ与えられたチャンネルおよび帯域幅
およびマイクロ波送信機部分とマイクロ波受信機との間
の間隔に対する最大信号対雑音比を改善するために或る
設備ではＱＰＳＫ（４位相シフトキーインク）が用いら
れている。
信号が多重通路ひずみを受けるところでは普通ダイバー
シチ送信および受信が用いられる。
送信信号が送信アンテナから直接ではなくて複数の通信
路により受信アンテナに到達するときにこのようなひず
みが生ずる。受信アンテナに到達する信号が位相がずれ
ている状態で加え合わされて実効上互に相殺し合うとき
はフエージングが生ずる。多重通路ひずみの量は環境条
件が変化するにつれときどき変化する。ダイバーシチ送
信および受信は、水平および垂直偏波の信号が異なる環
境条件ならびに２つのステーシヨン間の地形上の異なる
特徴によつて異なつたように影響を受けるという理由で
これらの問題を大幅に軽減する。
このようなダイバーシチ方式では、受信ステーシヨンに
おいて互に離れている２つのアンテナが用いられるが、
これらの両方を同じ塔に装着することができる。
水平偏波の信号はこれらのアンテナの一方で受信され、
垂直偏波の信号はこれらのアンテナの他方で受信される
。送信ステーシヨンにおいて信号は水平および垂直偏波
の両方のものが送信される。各チヤンネルにおいてデー
タと共にクロツク信号を送信することができる。受信端
では水平または垂直受信信号のどちらの方が良いかの決
定がなされそしてその信号がシステムの出力として選択
される。従来技術の方式では１つのデータ流から他のデ
ータ流への切替えは２つのデータの流れのデータ間の相
対位相に無関係になされた。
その結果として１つのデータ流から他のデータ流への切
換へのときにしばしばデータが失われた。これは切換え
がデータの損失なしに行われると仮定されたときのもの
と比較してシステム全体の信頼性をはるかに低いものに
した。システムのこの信頼性の減少を補償するためしば
しば行われたことは送信機出力を増すかまたはステーシ
ヨン間の距離を減らすことであつた。従つて、本発明の
目的はデジタル変調およびダイバーシチ送信および受信
の利点を組合せる通信方式を提供することである。
本発明の他の目的は送信アンテナおよび受信アンテナ間
に許容された間隔を最大に保ちながら利用可能な帯域幅
を最大に有効に用いる通信方式を提供することである。
本発明の他の目的は受信データ流間の切換えがデータの
損失なしに行われるようになつたダイバーシチ間のマイ
クロ波通信方式を提供することである。
これらおよび他の目的は少くとも１つの送信アンテナお
よび２つの離れた受信アンテナを含むマイクロ波通信方
式で達成される。
送信ステーシヨンは本発明の好ましい実施例ではＱＰＳ
Ｋ変調であるデジタル変調を用いるデイジタル化情報を
送信する。受信ステーシヨンには少くとも２つのアンテ
ナが設けられ、これらの両方とも同じ塔に装置すること
ができ、そしてこれらは搬送周波数において１０ないし
５０波長に相当する距離だけ互に離される。別個の１つ
の受信器がこれらのアンテナの各々に結合される。好ま
しい実施例ではタイミング信号が送信データに存在する
最も速い変化でロツクされる位相ロツクループにより送
信データから直接に回復させられる。２つの受信機出力
データ流はヒツトレス切換装置に結合される。
受信データ流のうちのどちらが最も高い質を有するかに
ついての判定がなされ、そしてそのデータ流が受信回路
からの出力として選択される。受信機の機能、ビツト誤
り発生率、信号レベル、およびデータ流間の位相遅延を
含む予め定めた信号条件に対する判定がなされる。この
選択されたデータは次いで直列から並列への変換によつ
て形を直されて出力利用回路に結合される。
この出力利用回路には計算機、計算機入出力装置、およ
びビデオおよびオーデイオ回路を含む他の関連装置が台
まれる。他の好ましい実施例においては、各ステーシヨ
ンに２つの送信および受信アンテナが設けられ、データ
は両ステーシヨンの両アンテナにおいて水平および垂直
偏波の両方でもつて送信および受信される。
この場合垂直および水平受信機および垂直および水平送
信機の両方が設けられる。一方のデータ流を垂直偏波で
送信し、他方のデータ流を水平偏波で送信することがで
きる。通信方式全体の信頼度を更に増すため余分な送信
機、変調器、およびマルチプレクシング回路を用いるこ
ともできる。以下図面を参照しながら本発明を説明する
。
まず特に第１図を参照しながら本発明を実施する方式の
動作を説明する。この方式において、データは計算機端
末装置１２２ａおよび１２２ｂ間に両方向に結合される
。送信および受信ステーシヨン１０１ａの計算機端末装
置１２２ａがステーシヨン１０１ｂの計算機端末装置へ
データを送る準備を済ませたとき、計算機端末装置１２
２ａからの出力信号はまず信号経路決め回路１２０ａに
結合される。信号経路決め回路１２０ａにおいて、例え
ば１マイクロ秒毎に１つの１６ビツト型ワードの並列形
式にある計算機端末装置１２２ａからの出力信号は結合
されるビツト数に出力周波数を乗算したものに等しい周
波数の直列形式に変換される。この図示された実施例で
は、このようにして発生された直列データ流は信号経路
決め回路１２０ａによりいくつかの部分に分割され、半
分は水平ＱＰＳＫ送信機１１２ａに送られそして半分は
垂直ＱＰＳＫ送信機１１４ａに送られる。従つて、デー
タが計算機端末装置１２Ｚａによりマイクロ秒あたり１
６ビツトの周波数で発生されたときは、８ＭＨＺの周波
数の直列データ流が各送信機１１２ａおよび１１４ａに
結合される。ＱＰＳＫ送信機１１２ａおよび１１４ａは
ＱＰＳＫ変調器および適当な増幅器を自む。
搬送波の好ましい範囲は７ないし８ＧＨＺの周波数範囲
であるが、しかしながら他の周波数範囲を用いることも
できる。本発明は有線通信方式にも等しく用いることが
でき、特に海外通信で用いられるような長いケーブルに
対し有用性が高い。本発明は衛生通信に対しても等しく
適用可能であるが、但しその場合は搬送波信号に対し異
なる周波数が用いられるであろう。変調された搬送波信
号が複数の別個の変調状態を有するようになつている任
意の変調技術が用いられ得る。ＱＰＳＫ送信機１１２ａ
および１１４ａからの変調された出力はマイクロ波塔１
０２ａ上に装備されたアンテナ１０４ａに対しサーキユ
レータ１１０ａを通して結合される。
アンテナ１０４ａの各々は水平要素１０６ａおよび垂直
要素１０８ａを含む。水平ＱＰＳＫ送信機１１２ａから
の出力信号は水平偏波だけを伴つて送信され、垂直ＱＰ
ＳＫ送信機１１４ａからの出力信号は垂直偏波だけを伴
つて送信される。これら２つの信号が後に受信アンテナ
で捕えられたときこれら２つの信号間に少くとも２０デ
シベルの分離が存在することが知られた。この分離は受
信機の出力における水平および垂直信号間の干渉を防止
するに充分）である。
アンテナ１０４ａおよび１０４ｂは同じ塔上に搬送周波
数の１０ないし５０波長の間隔だけ離されて取付けられ
るのが好ましい。
７ないし８ＧＨＺの好ましい周波数範囲に対してはアン
テナ１０４間の間隔を１２ｍ（４０フイート）にすれば
ダイバーシチ受信方式を与えるのに充分であることが知
られた。
同様のアンテナ１０４ｂがステーシヨン１０１ｂにも設
けられる。
ステーシヨン１０１ｂはステーシヨン１０１ｂおよび１
０１ａを分離する地形によつて定められる距離だけステ
ーシヨン１０１ａから離される。干渉性のない平担な地
形に対しては２０ないし３０マイルの範囲の距離が好ま
しいが、それより大きい距離を用いることもできる。本
発明の利用は同じ塔レベルに対しステーシヨン間に従来
可能であつたのよりも大きな距離を用いるのを可能なら
しめる。上側アンテナ１０４ｂの水平要素１０６ｂはサ
ーキユレータ１１０ｂを通して水平ダイバーシチ受信機
１１６ｂに結合され、下側アンテナ１０４ｂの水平要素
１０６ｂは同じ受信機に直接に結合される。
同様に、上側アンテナ１０４ｂの垂直要素１０８ｂは垂
直ダイバーシチ受信機１１８ｂに直接に結合され、下側
アンテナ１０４ｂの垂直要素１０８ｂは垂直ダイバーシ
チ受信機１１８ｂに直接に結合される。同じ回路を含む
ダイバーシチ受信機１１６および１１８は受信したＱＰ
ＳＫ変調信号の各々を復調および復号化する回路を含む
。すなわち、各ダイバーシチ受信機１１６および１１８
は２つの別個の信号に対する受信回路を自む。更に、各
ダイバーシチ受信機１１６および１１８は２つの受信信
号のうちの良い方のものを選択する回路を自む。好まし
くかつ選択された信号である水平および垂直ダイバーシ
チ受信機１１６ｂおよび１１８ｂからの出力は信号経路
決め回路１２０ｂを通して結合され、この回路１２０ｂ
においてこれらの信号は計算機端末装置１２２ｂに結合
するため並列形式に変換される。
水平および垂直ダイバーシチ受信機１１６ｂおよび１１
８ｂに結合される信号経路決め回路１２０ｂの部分は水
平および垂直ＱＰＳＫ送信機１１２ａおよび１１４ａに
結合される部分の逆のものであり、受信したデータをそ
れがステーシヨン１０１ａの計算機端末装置１２２ａか
ら最初に結合されたときのものと同じ形式に再変換する
。ステーシヨン１０１ｂはステーシヨン１０１ａ内にお
けるのと同じ送信回路を含むのでデータ送信は両方向に
行うことができる。
ステーシヨン１０１ｂの水平および垂直ＱＰＳＫ送信機
１１２ｂおよび１１４ｂはステーシヨン１０１ａの対応
する送信機１１２ａおよび１１４ａと異なる周波数で動
作するように設定される。従つて、これにより二方向通
信が確立される。ビデオおよび音声設備に対しては信号
経路決め回路１２０を通して他の線路を結合することも
できる。その場合、送信の前にアナログ信号をデイジタ
ル形に変換する必要があろう。本発明の利点を得ながら
簡単な一方向通信方式を構成することもできる。
その方式では単一の送信アンテナに結合された単一の送
信機を設けることができる。データは搬送波信号上にＱ
ＰＳＫ変調される。受信ステーシヨンではそれぞれが送
信アンテナと同じ偏波の２つのアンテナが設けられる。
１つの受信機が各アンテナに結合される。
ヒツトレス切換装置が選択回路に応答して動作して２つ
の受信機の出力の好ましい方の一方を利用装置に結合す
る。必要とされる厳格な応用分野、送信および受信ステ
ーシヨン間の地形および割当てられた帯域幅に従つて他
の種々の形状を用いることができる。２つのステーシヨ
ンに対する間隔の実用的限界を越えて情報を通信するこ
とが希望されるときは、端局間に中継局を設けることが
でき、これらの中継局は信頼性ある通信を与えるのに充
分なだけ接近している間隔にあるように互から離される
。
１０１ａおよび１０１ｂのいずれか一方などのようなシ
ステムを用いて中継局を設けることができる。
この場合、ダイバーシチ受信機の出力は信号経路決め回
路を通過させることなしに対応するＱＰＳＫ送信機に直
接に結合される。このときには４つのアンテナが設けら
れ、２つは受信用に、２つは送信用に用いられる。勿論
、データをいずれかの中継局で一部だけ取出して別の経
路に沿つて送ることもできれば、本発明を用いてステー
シヨン間に交差結合をもつ全体的回路網を構成すること
もできる。第２図には第１図のステーシヨン１０１ａお
よび１０１ｂの１つのプロツクダイヤグラムが示されて
いる。
ダイバーシチ受信機１１６−および１１８の各々は２つ
の信号受信機２１２、すなわち受信機腐１および受信機
．４６２を含み、それらの一方はアンテナ１０４の各垂
直要素１０６に結合され、受信機．／Ｆ６ｌはアイソレ
ータ１１０を通して結合される。信号受信機．４６１お
よび．／Ｆ６２は増幅および検出回路ならびに復号化回
路および受信データ信号から局部的タイミング信条を取
出すための位相ロツクループ回路を含む。受信機７ｆ６
１および滝２からの局部的タイミング信号はそれぞれダ
イバーシチクロツク発生器２１８に結合される。受信機
滝１および眉２からのデータ出力はダイバーシチ切換装
置２１６およびビツト相関検出器２１０に結合される。
制御回路２１４は各受信機内の適当なパラメータを感知
し、そして２つのデータ出力のうちの良い方のものをダ
イバーシチ受信機出力として選択することによりダイバ
ーシチ切換装置２１６を動作させる。ビツト相関検出器
２１０はいつ受信データ流が時間的にデータビツト時間
周期の２分の１よりも大きな時間だけ互に更に離れたか
を感知しそしてこの限界を越したときはダイバーシチ切
換装置２１６によるデータ流間の切換えを禁止する。切
換えが禁止される理由は仮に切換えをもつたとしたら少
くとも１データビツトの損失が生ずるのが必須だからで
ある。ダイバーシチクロツク発生器２１８は受信機腐１
および第２からの局部的タイミング信号を結合してそれ
らから複合タイミング信号を発生する。この複合タイミ
ング信号はそれの遷移縁部が２つの局部的タイミング信
号の遷移縁部同志間の中間で立下るような形を有する。
ダイバーシチクロツク発生器２１８の動作は後に第３図
および第４図を参照して更に詳細に説明する。受信機出
力の選択された１つはダイバーシチ切換装置２１６内で
再整時されそして経路決めスイツチ２３２に結合される
。第２図に示された回路には２組のマルチプレクシング
制御装置が設けられてこの通信方式全体の信頼度を更に
高める。
勿論、動作町能なシステムを達成するためにはこれらの
マルチプレクサのうちの単に１つだけを設ければよい。
ダイバーシチ切換装置２１６からのデータはマルチプレ
クサスイツチ制御装置２３８により選択される経路決め
スイツチ２３２によりマルチプレクサ２３４の１っに結
合される。マルチプレクサ制御装置２３８は方式が必要
とするのに従つて計最機回路によつてかまたは手動的に
動作させられる。マルチプレクサ２３４はスイツチ２３
２から結台される直列データを並列形に変換する。
好ましくは第１図に示されたように計算機端末装置１２
２の出力に発生されたのと同じ数の並列ビツトが組立て
られる。マルチプレクサ２３４の出力は入出カスイツチ
２３６に結合され、このスイツチ２３６は組立てられた
データを適当な利用装置に結合する。マルチプレクサ２
３４および入出力スイツチ２３６は二方向性のものであ
つてデータはデータ線路上につけられた矢印によつて示
されている方向に流れる。マルチプレクサ２３４は本質
的に二方向性スイツチであつて出力データビツトの組立
てのため適当なデータ経路決め作用を行う。この好まし
い実施例ではマルチプレクサ２３４はりードスイツチで
ある。送信モードではデータは入出力スイツチ２３６を
通してマルチプレクサ２３４の選ばれた１つに結合され
る。
この選ばれたマルチプレクサ２３４は第１図について記
載したように並列入力データを直列のデータ流に変換す
る。この選ばれた１つのマルチプレクサ２３４からのデ
ータはスイツチ２３０、分割回路２３８を通して変調器
２２６に結合される。変調器２３６は局部発振器２２７
により発生された中間周波信号を後に第８図および第１
１図について説明するような方法でＱＰＳＫ変調する。
この好ましい実施例では、２つのマルチプレクサ回路を
設けることによつてなされたように全体の信頼度を増す
ため余分な送信機が設けられる。送信機２２０の各々は
上記変調された中間周波信号を希望する送信周波数に向
けて高める方向に増倍しそしてその信号を必要とする電
力レベルまで増幅する。好ましい７ないし８ＧＨＺの周
波数範囲に対してはトランジスタ増幅器が好ましい。ス
イツチ２２２は手動的に、または送信機スイツチ制御装
置２２４により計算機の制御の下に動作させられる。ス
イツチ２２２は送信機２２０の１つを選択してその出力
を方向性結合装置１１０を通しアンテナ１０４の垂直要
素１０６または水平要素１０８のいずれかに結合する。
ここで第７，８および１０図を参照して第２図の変調器
２２６の動作を説明する。
特に第７図を参照すれば、ＱＰＳＫ変調器２２６の１つ
の概略図が示されている。直列入力データ流は駆動回路
７０１により増幅され、入力タイミング信号は駆動回路
７０２により増幅される。フリツプフロツプ７０６は増
幅されたタイミング信号によりトグルされてタイミング
信号の周波数の２分の１の周波数をもつ方形波をそのＯ
出力に発生する。入力データ流はフリツプフロツプ７１
０の入力に結合され、フリツプフロツプ７０４により遅
延された入力の流れはフリツプフロツプ７１２に結合さ
れる。フリツプフロツプ７０４は入力タイミング信号の
周期の２分の１の遅延を生じさせる。入力タイミング信
号に結合される一方の入力およびフリツプフロツプ７０
６のＯ出力に結合された他方の入力ならびにフリツプフ
ロツプ７１０および７１２のクロツク入力に結合された
出力をもつＮＯＲゲート７０８はその出力に入力タイミ
ング信号の周期の半分のパルス幅をもつパルス信号を発
生する。フリツプフロツプ７１０および７１２はこのパ
ルスの正移行縁部でそれらの入力のデータをロードしそ
して負移行縁部でそれらの出力にそれを転送する。フリ
ツプフロツプ７１０および７１２へのタイミング信号の
周波数は入力タイミング信号の周波数の周波数の２分の
１なので、入力データ流はフリツプフロツプ７１０およ
び７１２間で等しく分割されそれぞれに半分ずつ行く。
符号器７１４は第８図に示された表で特定される符号化
機能を行う。
この表はＱＰＳＫ変調機能が達成される方法を示す。２
ビツトの新しい符号器出力は４つの可能な位相条件のう
ちのいずれを出力搬送波に与えるべきかを指示する。
現在および前の符号器入力はフリツプフロツプ７１０お
よび７１２により組立てられる入力データ流の２つの相
続くサンプルである。この表の現在の符号器入力の最初
のビツトはフリツプフロツプ７１０の出力であり、現在
の符号器入力の２番目のビツトはフリツプフロツプ７１
２の出力である。同様に前の符号器入力の最初のビツト
はフリツプフロツプ７３０の出力であり、前の符号器入
力の２番目のビツトはフリツプフロツプ７３２の出力で
ある。フリツプフロツプ７３０および７３２を通しての
転送後にフリツプフロツプ７３０および７３２の出力に
存在する出力は表中において現在の符号器入力と前の符
号器入力の交差点に見出される出力である。例えば、前
の符号器入力が１１であり現在の符号器入力が０１のと
きは、新しい符号器出力は１０である。符号化機能はＡ
ＮＤゲート７３４、０Ｒゲート７３６、および反転出力
および非反転出力の両方をもつ排他的０Ｒゲート７３８
のマトリクス回路により達成される。
フリツプフロツプ７３０および７３２はＪ−Ｋ型のもの
であつてＪおよびＫ入力（ここでは結合され合わされて
いる）の両方が１の状態にあるとき出力状態を変える。
符号器７１４からの出力は１駆動回路７１８および７１
９を通して位相シフト変調器７２２および７２３に結合
される。
この好ましい実施例では７０ＭＨＺの正弦波発振器であ
る中間周波発振器２２７は分割回路７２０を介して位相
変調器７２２および７３３に結合される。分割回路７２
０の２つの出力は互に直交関係にあり、一方は他方から
位相が９０互ずれている。駆動回路７１８および７１９
から位相シフト変調器７２２および７２３の入力の組の
１つに１の状態の出力が加えられたときはこれらの変調
器により搬送波信号に生ぜしめられる付加的位相シフト
はない。
論理値０の状態が加えられたときは搬送波は１８０理位
相シフトされる。従つて、各変調器は２つの可能な出力
状態を有する。位相シフト変調器７２３からの変調され
ない搬送波信号は位相シフト変調器７２２からのものと
位相が９０ずれているので、結合回路７２４からの結合
された出力は４つの可能な状態を有する。位相シフト変
調器７２２および７２３からの変調された出力は結合回
路７２４により加算的に結合される。
フイルタ７２６は送信機２２０に結合する前に信号が１
駆動回路７２８によつて更に増幅される前にスプリアス
信号および雑音を取除く。第７図に伴うベクトル図は本
方式の変調動作を示す。分割回路７２０からの００およ
び９０をの出力は分割回路７２０の出力に示されたベク
トルにより示されている。Ｏが位相シフト変調器７２２
および７２３への入力に存在するときは搬送波信号の位
相は１８０入シフトされ、結局このときにはベクトルは
逆方向を示す。結合された出力が４つの可能な入力状態
の各々に対して，駆動回路７２８の出力に示されている
。勿論、実際の全体的方向は随意なものであり、なぜな
ら位相測定を可能ならしめる或る基準信号が存在しなけ
ればならないからである。例えば、第１０Ｄ図に示され
ているように、００方向は最初左を指しているものと随
意に仮定されるからである。第１０Ａ−１０Ｄ図は適当
な波形をもつてＱＰＳＫ変調器の動作を図解する。
第１０Ａ図は入力タイミング信号を示す。第１０Ｂ図は
フリツプフロツプ７０４に存在するであろう直列データ
入力を示す。点線による２つのビツト区分への分割はフ
リツプフロツプ７１０および７１２による２つのデータ
流への分割を示す。第１０Ｃ図に示されている２ビツト
型２進数は各時間周期に対する復号器出力を示す。入力
データは開始時には最初は全てＯのビツトからなつてい
たものと仮定される。例えば、３番目の仕切られた時間
周期に対しては、前の符号器入力は第１０Ｂ図における
ように００であり、現在の符号器入力も第１０Ｂ図に示
されたように１１である。このときには符号器出力は第
８図の表において前の符号器入力としての００および現
在の符号器入力としての１１の交差点に見られるように
１１である。第１０Ｄ図に示されたベクトル図は送信機
２２０に対する変調器出力の位相を示す。
動作は左を指しているベクトルで開始するものと随意に
仮定される。０１は１番目に区切られた時間周期におい
て下方を向くベクトルを生じさせる９０期の変化を示す
。
２番目の時間周期ではもう１つの９００のシフトがなさ
れる。
３番目の時間周期において１１はベクトルを逆方向にす
る１８０期の位相変化を示す。
４番目の時間周期において１０はベクトルを上方に向か
せる−９００の位相変化を示す。
このプロセスはデータが存在する限り継続する。再び第
２図および更に第３−６図を参照して、ダイバーシチ受
信機の動作を更に詳細に説明する。
第２図の各受信機２１２は無線周波増幅装置、検出装置
、および信号デイジタル化装置を含む。受信信号デイジ
タル化装置６５０および局部タイミング信号発生器６０
０が第６図の概略図に示されている。アンテナからの信
号は増幅されそして無線周波増幅器を内部に含む受信機
の「前端」部により検出される。
次いでこの増幅された信号は局部中間周波信号および９
０のシフトされた局部中間周波信号と混合され、これら
の混合された信号はベースバンドにもたらされて第６図
に示されたＩおよびＱ信号を生じさせる。検出装置から
の信号は２つのミキサ６０２および６０４に結合される
。１およびＱ信号は局部的タイミング信号発生器６００
からの局部的タイミング信号により刻時されるサンプル
フリツプフロツプ６１０によりサンプリングされる。
このサンプリングされた信号は挙分復号器６１４に結合
され、これらの復号器の各々は第７図に示された復号器
回路と逆の機能を遂行する。
差分復号器６１４は論理回路であつて受信信号をそれが
送信されたときのものと同じデータ形式に復号化する。
差分復号器６１４の動作に対する表は第９図の表により
特定される。並列一直列変換器６１６は差分復号器６１
４のデータ出力を単一のデータ流に併合する。
その出力はフリツプフロツプ６３２および出力駆動回路
６３４を通して第２図について説明した切換えおよびマ
ルチフレックス回路に結合される。局部的タイミング信
号発生器６００の回路も第６図に示されている。
パルス発生器６１２は信号の０と１、または１とＯの間
の各遷移に対して１つのパルスを発生する。これらのパ
ルスはミキサ６１８による回路出力と乗算される。ミキ
サ６１８からの最大出力はパルス発生器６１２からのパ
ルスが時間的にこの回路出力からのパルスと一致したと
きに達成される。ミキサ６１８からの出力は増幅器６２
０により増幅されて電圧制御発振器６２２の人力に結合
される。電圧制御発振器６２２は希望するタイミング信
号の期待値で動作する水晶制御発振器回路を自む。この
電圧制御発振器の出力はオアゲート６２４およびその反
転入力を通してフリツプフロツプ型２分割回路６２８に
結合されそしてそこから位相調整回路６３０を通しミキ
サ６１８に戻され、パルス発生器６１２からの入来パル
スに対し位相ロツクする閉ループ回路を形成する。位相
調整回路６３０はタイミング信号とデータとの間の整合
の調整を行うために設けられた可調つ整遅延回路である
。
パルス発生器６１２から受信されるパルスがないとき、
例えばデータが送信されない時間などにおいては、この
発振器はフリーランニングしているが、しかしながらパ
ルスは発生しない。０Ｒゲート６２４の非反転出力に結
合されたフリツプフロツプ型２分割回路６２６は受信機
から局部的タイミング信号を生じさせる。
この局部的タイミング信号は他の回路に結合される前に
１駆動回路６３５により増幅される。第３図にはダイバ
ーシチ切換装置２１６、複合タイミング発生器２１８、
および関連したビツト相関検出器２１０および制御論理
回路２１４のプロツクダイヤフラムが示されている。
両受信機２１２からの局部的タイミング信号はタイミン
グ平均化回路３０２に結合される。タイミング平均化回
路３０２は線路２４０上の２つの受信機２１２からの２
つの局部的タイミング信号同志間の中間で立下る遷移縁
部をもつ複合タイミング信号を発生する。複合タイミン
グ信号とデータとの間の整合を調整するため可変時間遅
延回路からなる位相調整回路３０４が設けられている。
駆動回路３０６は回路の他の部分で用いるためクロツク
信号を更に増幅する。線路２４２の両受信機２１２から
のデータはデータ再整時回路．４６１，３１０、に結合
され、この回路３１０は入力データを複合タイミング発
生器２１８からの複合タイミング信号にロツクし直す。
その出力はビツト相関検出器２１０およびビツトレス切
換装置３１２の両方に結合される。ビツトレス切換装置
３１２はデータ再整時回路滝１，３１０、からのデータ
信号の１つを選択してその選択された１つをデータ再整
時回路滝２，３１４、に結合する。２つの入力信号のう
ちの良い方の１つの選択は制御論理回路２１４およびビ
ツト相関検出器２１０によつてなされる。
データ再生時回路３１４の出力はシステム内の他のいず
れかの位置にある利用装置に結合される前に駆動回路３
１６により増幅される。ここで第４図を参照してタイミ
ング平均化回路３０２および位相調整回路３０４の動作
を更に詳細に説明する。
第１１Ａ−『１Ｄｐに示されたタイミング波形を参照し
よう。第１１Ａおよび１１Ｂ図の信号はそれぞれ受信器
２１２からの２っの局部的タイミング信号を示す。これ
ら２つの信号は抵抗器４０２，４０４，４０６および４
０８を用いて代数的に加算される。これらの入力データ
信号の一方が余りにも雑音が多いかまたは有効に用いる
のには質的に余りにも低いときには、その質低下させら
れたデータ信号に対応するタイミング信号を無能化する
ため抵抗器間の接続点に結合されるクランピング信号が
与えられる。代数的に加算されたタイミング信号は第１
１Ｃ図に示されている。この図面は加算点につくられる
共振回路が存在しないときの加算タイミング信号を示す
。インダクタ４１０およびコンデンサ４１２からなる共
振回路はタイミング信号の周波数と同じ周波数で共振す
るように設定される。
第１１Ｃ図の総計された信号波形がこの共振回路の両端
間に加えられたときは第１１Ｄ図の波形が生ずる。第１
１Ｄ図の波形は実質的に正弦波であり、そこではピーク
同志間の中間の電圧レベルは第１１Ａおよび１１Ｂ図の
タイミング信号波形の平均の遷移縁部時間に生じる。タ
イミング平均化回路３０２の残りの部分はシユミツトト
リガ一回路からなる。
共振回路からの電圧はコンデンサ４１８を通して増幅器
４２４の非反転入力に結合される。バイアス電圧が抵抗
器４２２を通して増幅器４２４の反転出力に供給される
。ＲＥＦは基準電圧であつて第１１Ｄ図の波形の半電圧
点に等しく設定される。この電圧は抵抗器４１４を通し
て増輻器４２４の反転入力に結合される。増幅器４２４
の反転出力は抵抗器４１６を通して非反転入力に戻され
るように結合される。コンデンサ４１８を通して結合さ
れる人力電圧がＶＢ，ＥＦを越すと増幅器４２４の反転
出力は論理値０を表わす電圧をとる。コンデンサ４１８
を通して結合される電圧がＶＲＥＦよりも低く低下した
ときは増幅器４２４の反転出力は論理値１を表わす電圧
をとる。このときはシユミツトトリガ一出力が位相調整
回路３０４に結合される。
この出力はインダクタ４２６を通して、インダクタ４２
８、固定コンデンサ４３０および可変コンデンサ４３２
から形成される共振回路の両端間に結合される。コンデ
ンサ４３２は出力タイミング信号が本方式で処理される
データの正しい遷移縁部と正しく一致するように手動的
に調整町能である。インダクタ４２８ならびにコンデン
サ４３０および４３２から形成される共振回路はシユミ
ツトトリガ一回路の出力の主要周波数の近くで共振し、
可変コンデンサ４３２は波形に単に僅かな変化を与える
だけである。増幅器４３４および位相調整回路３０４の
残りの部分は調整されたクロツク波形を分配の前に整形
するのに用いられる第２のシユミツトトリガ一回路を形
成する。
このシユミツトトリガ一回路の動作はダイバーシチクロ
ツク発生器３０２内でのそれと同じである。反転出力お
よび非反転出力の両方を有する０Ｒ回路４４４は出力タ
イミング信号に対する付加的信号波形方形化および付加
的駆動能力を与える。ここで第５図を参照すれば、デー
タ再整時回路３１０および３１４、ビツト相関検出器２
１０．およびヒツトレス切換装置３１２の概略図が示さ
れている。
２つのデータ入力は第４図に示された回路により発生さ
れる反転された複合タイミング信号により同時に刻時さ
れるフリツプフロツプ５０２および５０４のＤ入力に結
合される。
フリツプフロツプ５０２のＱ出力はＮＯＲゲート５１４
の１つの入力に結合され、フリツプフロツプ５０４の反
転出力はＮＯＲゲート５１８の１つの入力に結合される
。２つのデータ入力のうちの１つのものの選択は第３図
に示された制御論理回路２１４により発生される「選択
」信号によりセツトされるフリツプフロツプ５１２の状
態によりなされる。
［選択」線路が１の状態のときはタイミング信号パルス
の後フリツプフロツプ５１２のＱ出力は１の状態にあり
そして０出力はＯの状態にある。フリツプフロツプ５０
４から結合されるデータはＮＯＲゲート５１８を通過し
、そこでそれは再反転され、そして次にデータ再製時回
路滝２６３１４に結合され、そこでそれはフリツプフロ
ツプ５２０により再整時される。同様に、「選択」線路
がＯの状態のときはタイミングバレスの後フリツプフロ
ツプ５１２のＱ出力は０の状態にあり、データはＮＯＲ
ゲート５１４を通してフリツプフロツプ５２０の入力に
通過する。フリツプフロツプ５１２に対するタイミング
信号はフリツプフロツプ５０２，５０４および５２０に
結合されるものから反転されているということを注目す
べきである。
従つて、フリツプフロツプ５１２はフリツプフロツプ５
０２，５０４および５２０の遷移時間の間の中間で状態
を変えるだけである。データが適当な遷移時間だけにお
いてこれらのフリツプフロツプのいずれかにクロツク信
号に合わせて入れられるとき、フリツプフロツプ５１２
の状態の変化はデータの流れを遮断しない。従つて、こ
の回路の全体的動作は「ヒツトレス」（Ｈｉｔｌｅｓｓ
）動作である。すなわちデータの流れは入力データ信号
間での切換えを行うとき決して遮断されることはない。
タイミングは両方のデータ流に対して共通であるという
理由および変化はデータ遷移時間においてのみ生じるの
であつてビツトが利用されている期間中には決して生じ
ないという理由で、データ流は決して遮断されることは
なく、切換の際にデータが失われることはない。仮に２
つの入力データ線路２４２のデータビツト間の非重複時
間がビツト時間の２分の１よりも大きくなつてしまつた
ら、データの損失なしに一方から他方に切換えることは
不可能である。
ビツト相関検出回路２１０はこれが生じないようにする
ためヒツトレス切換装置３１２に対する禁止機能を与え
る。排他的０Ｒゲート５０６がフリツプフロツプ５０２
および５０４の非反転Ｑ出力の各各に結合されている。
フリツプフロツプ５０２および５０４の各々からの出力
が同じであるときは排他的０Ｒゲート５０６からの出力
はＯである。それらが同じでないときは排他的０Ｒゲー
ト５０６からの出力は１である。積分器５０８は数ビツ
ト時間周期にわたつて排他的０Ｒゲート５０６の出力を
積分しそしていくつかの隣接するビツト時間周期または
極めて接近しているビツト時間周期の期間中に排他的０
Ｒゲート５０６の出力に１が存在するときはその出力に
１を発生する。ＮＯＲゲート５１０の入力に結合される
１はタイミング信号がフリツプフロツプ５１２のクロツ
ク入力に達するのを妨げ、これによりフリツプフロツプ
５１２が状態を変えるのを妨げる。積分器５０８はこの
ようにしてデータ流間で迅速に前後に切換るのを禁止す
る。この禁止は重要であり、なぜなら場合によつては雑
音バーストが短時間両チヤンネル中のデータをこわして
しまうことがあり得るからである。その場合データ流間
での切換えはシステムの動作に改善を与えないことにな
つてしまう。制御論理回路２１４の動作は第１２図の表
により図解されている。
この表はヒツトレス切換装置３１２への「選択］信号を
発生するため制御論理回路２１４内で行われる論理プロ
セスを示す。この表中の１はスイツチの作用の下に挙げ
られた１の右への作用が制御論理回路２１４により定め
られることを示す。表中のＸはそれが対応する欠陥状態
が、既に存在し重なり合つている欠陥状態から考えて、
制御論理回路２１４の出力に対し更に影響を及ぼすこと
はないということを示す。表中のダツシユはそれが対応
する欠陥状態がそのとき存在しないということを示す。
データ流の選択、従つて制御論理回路２１４からの出力
の選択は表中に示されたような４つの状態において断定
される。
まず、２つの受信機の一方が完全に無機能であるか否か
が決定される。その場合、動作可能な受信機だけが出力
データ線路につながるように形づくられる。両受信機が
完全に無機能になつてしまつたというような極めてまれ
な場合、データ出力全体が禁止される。第２に、ビツト
誤り発生率（ＢＥＲ）について測定がなされる。
そのような測定を行うための方法および装置は１９７１
年１月１２印こタブリユ一・エル・ハツトンに対し許可
された米国特許第３，５５５，４２７号に示されている
。受信機の一方のビツト誤り発生率が１０−４を越えた
場合、ビツト誤り発生率の低い方の受信機が線路につな
がるように形づくられる。ビツト誤り発生率を計算する
第２の方法は予め定めた周期的間隔でテスト情報として
既知の順序のビツトを送信することである。
受信したビツト順序とこの既知のビツト順序との比較に
よりビツト誤り発生率が測定される。両受信機が動作可
能であるが両者のビツト誤り発生率が１０−４よりも大
きい場合は、各受信機の受信信号の振幅はどの受信機が
線路につなげられるべきかを決定する。
しかしながら、２つのチヤンネルのデータビツト間の遅
延の差がビツト時間の２分の１を越すときは、ビツト相
関検出回路２１０について説明したようにデータ流間で
の切換えは禁止される。各受信機における信号レベルは
他のいずれかの欠陥状態が存在しない場合どの受信機が
線路につなげられるべきかを決定する。受信機の受信信
号の両方が予め定めたしきい値レベルよりも高いときは
一方の信号が他方の信号の振幅を越すとしても受信機間
の切換えは行われない。第１３Ａ−１３Ｅ図には雑音が
存在するときのデータ流間での切換えを図解する一連の
タイミング波形が示されている。
第１３Ａ図は複合タイミング信号を示し、この信号は受
信機，４６１及び．／Ｆ６２から局部的タイミング信号
（第１１Ａ図及び第１１Ｂ図）から発生された第１１Ｅ
図に示す信号である。第１３Ｂ図及び第１３Ｃ図に示す
ような受信機滝１及び．４６２への入力データはフリツ
プフロツプ５０２及び５０４（第５図）のクロツク入力
（Ｃ）に与えられる複合タイミング信号（タイミング信
号）に従つて夫々σ出力に反転して出力される。第１３
Ｂ図及び第１３Ｃ図は同じデータではあるが、時間が僅
かにずれた２つのデータ流を示す。フリツプフロツプ５
０２及び５０４のＱ出力は夫々ＮＯＲゲート５１４及び
５１８に結合される。フリツプフロツプ５１２のＱ及び
Ｑ出力は相補的であるので、［選択」信号に従つてフリ
ツプフロツプ５０２のＱ出力又はフリツプフロツプ５０
４のＱ出力の一方のみがフリツプフロツプ５２０に接続
される。この選択はフリツプフロツプ５１２のクロツク
入力（Ｃ）に与えられるタイミング信号に従つて行なわ
れるので、一方の受信装置から他方の受信装置の切換え
は複合タイミング信号に同期して行なわれる。第１３Ｄ
図は制御論理回路２１４により発生される「選択」信号
を示す。第１３Ｂ図に示されたデータ流が第１３Ｃ図に
示されたものよりも良質であるときは第１３Ｂ図に示さ
れたデータ流が再整時され出力として用いられる。第１
３Ｂ図のデータ流が第１３Ｃ図のものよりも悪くなつた
ときは「選択」線路は状態を変えそして第１３Ｃ図のデ
ータ流が再整時されて出力回路に結合される。その結果
、第１３Ｅ図の如く復号された信号は受信機の切換の際
にデータが失なわれることはない。本発明は図面に示さ
れた実施例に限定されるものではなく、本発明の範囲内
で種々の変形、改変が可能であることを理解すべきであ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に従う２つのマイクロ波送信および受信
ステーシヨンを示す図、第２図は第１図に示された２つ
のシステムの一方のプロツクダイヤグラム、第３図は第
２図のプロツクダイヤグラムのヒツトレ入切換装置、タ
イミング信号発生回路および制御回路を示すプロツクダ
イヤグラム、第４図は第３図のタイミング信号発生回路
の概略図、第５図は第３図のプロツクダイヤグラムのヒ
ツトレス切換装置およびデータ再整時部の概略図、第６
図は第２図に示された受信機のタイミング信号再生回路
の概略図、第７図は第２図のＱＰＳＫ変調器の概略図、
第８図は第２図の送信回路で用いられるＱＰＳＫ符号化
方法を示す表、第９図は第２図の受信回路で用いられる
ＱＰＳＫ復号化を示す表、第１０Ａないし１０Ｄ図はＱ
ＰＳＫ変調技術を図解する一連の波形を示す図、第１１
Ａないし１１Ｅ図は第４図のタイミング信号発生回路の
動作を図解する一連の波形を示す図、第１２図は種々の
受信機信号条件においてヒツトレス切換装置が行う作用
を示す表、第１３Ａないし１３Ｅ図はデータ流間で切換
えを行うときのヒツトレス切換装置の動作を図解する一
連の波形を示す図である。 １０１・・・・・・送信および受信ステーション、１０
２・・・・・・マイクロ波塔、１０４・・・・・・アン
テナ、１０６・・・・・・水平偏波用アンテナ要素、１
０８・・・・・・垂直偏波用アンテナ要素、１１０・・
・・・・サーキユレータ、１１２，１１４・・・・・・
送信機、１１６，１１８・・・・・・受信機、１２０・
・・・・・信号経路決め回路、１２２・・・・・・計算
機端末装置、２１０・・・・・・ビツト相関検出装置、
２１２・・・・・・受信機、２１４・・・・・・制御論
理回路、２１６・・・・・・ダイバーシチ切換装置、２
１８・・・・・・ダイバーシチクロツク発生器、３０２
・・・・・・タイミング平均化回路、３０４・・・・・
・位相調整回路、３１０・・・・・・データ再整時回路
、３１２・・・・・・ヒツトレス切換装置、３１４・・
・・・・データ再整時回路、６００・・・・・・局部タ
イミング信号発生器、６５０・・・・・・受信信号デイ
ジタル化装置、７１４・・・・・・符号器。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 各々のディジタル信号が局部的タイミング信号を含
    む伝送されてきた複数のディジタル信号を夫々分離され
    た受信装置によつて受信する複数のダイバーシチ受信装
    置と、前記受信された局部的タイミング信号から前記受
    信装置の夫々の局部的タイミング信号の遷移時間の平均
    で遷移する複合タイミング信号を発生する装置と、前記
    複合タイミング信号と同期して前記ダイバーシチ受信装
    置からの出力を再整時する装置と、選択信号に応答し前
    記複合タイミング信号と同期して前記複数のダイバーシ
    チ受信装置の１つを選択する装置と、前記選択された受
    信装置の出力を利用装置に結合する装置と、から構成さ
    れる通信方式。
JP50070702A 1974-06-27 1975-06-11 通信方式 Expired JPS5945268B2 (ja)

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