JPS5951168B2 - レギユレ−タ増幅器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は増幅器の出力により、その増幅器の利得を制御
するレギュレータ増幅器に関するものである。

レギュレータ増幅器は、一般に増幅器出力を制御回路に
接続して増幅整流し、その直流出力により主増幅器の入
力側に設けた可変減衰回路の減衰量を制御する回路構成
が用いられる。

その動作は、入力信号を増幅すると共に、その変動を瞬
時的に圧縮し出力レベルを一定化することを目的として
いる。

従来のレギュレータ増幅器を第１図のブロック図を用い
て説明する。

図において、１は増幅器入力端子、２は可変減衰回路、
３は主増幅器、４は出力端子、５は整流増幅器、６は抵
抗、７はコンデンサ、８はツェナーダイオード、９は抵
抗、１０は直流バイアス電圧の供給端子である。

上記の回路において、端子１に加えられる入力信号は可
変減衰回路２を通じて主増幅器３で増幅され、出力を生
ずると共に、その出力の一部は整流増幅器５を通じて直
流に変換され、その直流制御電圧は変化分を伸長してレ
ギュレータの圧縮率を改善するために、端子１０より供
給されるバイアス電圧との差電圧として可変減衰回路２
を駆動する。

可変減衰回路２は通常ダイオードを使用し、その微少交
流インピーダンスによる挿入損失を直流電圧により変化
させ減衰量を制御する。

上記の動作により、レギュレータ増幅器は入力レベルの
増減に対して、そのレベル変化に対応して可変減衰回路
２の減衰量を増減し、主増幅器３の出力レベルを一定レ
ベルに圧縮する作用をもつ増幅器として使用される。

しかるに、従来の回路構成では次に述べる欠点があった
。

即ち整流増幅器５の出力は、抵抗６とコンデンサ７のＣ
Ｒ積分回路で直流分をとり出すが、瞬時動作させるため
には積分時定数が短かいことが必要になる。

一方、積分時定数を短かくすることは脈流成分を多く含
むことになり、その交流分によって可変減衰回路２の増
幅器入力周波数に対する減衰量の変イヒに変調効果を生
ずることになり、増幅器出力の歪周波数として現われて
くる欠点を生ずる。

また、動作時間に対してはツェナーダイオード８の両端
のバイアス電圧■５とＣＲ積分回路による直流制御電圧
との差電圧により可変減衰回路２を駆動することから、
圧縮特性を改善する反面、コンデンサ７の充電電圧は、
受信待機時には可変減衰回路２の制御入力のインピーダ
ンスが高いため電圧が低く、受信入力を生じてよりコン
デンサの充電電圧がＶｂに達するまでは制御が行われず
、圧縮動作の遅れを生ずる。

前記の問題点に対して、抵抗６、コンデンサ７のＣＲ積
分回路には、充電時定数は短かく、放電時定数は充分大
きくする方法が行われる。

このことは、交流入力のピーク電圧を検出することにな
り、即ち電圧動作形レギュレータとなる。

この場合、圧縮動作の復旧の遅延が大きくなり、入力レ
ベル変動の先行状態の影響を生じて来る。

特に、複数個の入力周波数を増幅する場合、例えば２周
波信号の受信増幅器に使用する場合等においては、ｆｌ
とｆ２の２周波の合成入力はｆｌとｆ２の差周波の振幅
変化を伴うため、差周波は個々の信号周波数よりさらに
低周波になり、レギュレータの復旧動作は大きな遅延時
間を必要とすることになる。

また一方、電圧動作形レギュレータの特性をもつことは
、レギュレータ増幅器を受信増幅器に使用する場合等、
入力は信号周波数以外に妨害周波数成分、雑音成分等を
伴い、その合成電圧で動作することになる。

従って、例えば増幅する信号周波数に対し１６ｄＢ下の
妨害成分を伴う場合とすれば、電圧和で動作することは
、圧縮された信号周波数の出力レベルに約１．２ｄＢの
変化を生ずることになる。

一方、レギュレータが合成波の電力相で動作する場合の
出力レベル変動と比較すれば、電力料動作の信号周波数
の出力レベル変化は約０．１ｄＢであり、レギュレータ
が電圧和で動作することによる特性の劣化が大きい。

このことは、複数個の信号周波数を増幅する場合におい
ても、通常個々の信号周波数間にはレベル差を持つ場合
があるため、電圧動作形レギュレータでは上記と同様の
理由により夫々の信号周波数の出力レベルの変化幅が拡
大する欠点を持つことになる。

□ 前記の欠点を除去するため、制御回路の積分回路を
、入力成分の電力相で動作する電力動作形レギュレータ
とすることは、積分回路の充電時定数をかなり大きくす
ることが必要となり、かつ脈流成分による歪の劣化を少
なくするには放電時定数はさらに大きくとることが必要
になる。

このためレギュレータ動作は、動作遅延時間と復旧遅延
時間の双方が大きくなり、瞬時動作形レギュレータとし
て使用で゛きなくなる。

本発明は前記の欠点を除去し、応答速度の速い電力動作
形レギュレータ増幅器を提供することを目的としたもの
であり、以下詳細に説明する。

第２図は本発明に系るレギュレータ増幅器の一実施例を
示す回路図である。

図において、１１は入力端子、１２は可変減衰回路、１
３は主増幅器、１４は出力端子、Ｆは制御回路、３４は
直流バイアス電圧供給端子である。

主増幅器１３の出力から分岐接続する制御回路Ｆにおい
て、１５は抵抗、１６．１７はダイオード、１８，１９
，２０，２１は抵抗、２２は演算増幅器、２３はダイオ
ード、２４．２５は抵抗、２６はコンデンサ、２７はダ
イオード、２８はコンデンサ、２９．３０は抵抗、３１
は差電圧導通用ダイオード、３２はツェナーダイオード
、３３は抵抗、３４は直流バイアス電圧供給端子である
。

また、可変減衰回路１２の回路において、３５は抵抗、
３６はトランス、３７はダイオードブリッジである。

次に、その構成並に動作を説明する。

入力端子１１に加えられる入力周波数は可変減衰回路１
２を通じて主増幅器１３により増幅される。

主増幅器１３は通常用いられる帰還を施した演算増幅器
であり、必要な一定の利得をもって増幅する。

可変減衰回路１２において、ダイオードブリッジ３７は
トランス３６を介して入力回路に並列に接続され、直列
抵抗３５と関連した挿入損失を与える。

受信待機時においては、ダイオードブリッジ３７は制御
回路Ｆからの制御入力により遮断方向にバイアス電圧が
与えられ高いインピーダンスを持っており、可変減衰回
路１２は殆ど挿入損失を生じない状態にある。

いま、可変減衰回路１２の制御入力に、ダイオードブリ
ッジ３７が正方向になる電圧が生じたとすれば、ダイオ
ードブリッジ３７に流れる直流電流に応じて、その微少
交流インピーダンスは大きく変化し、主増幅器１３の入
力回路の損失を制御する。

この可変減衰回路１２の制御入力を制御回路Ｆを介し主
増幅器１３出力よりとり出して供給し、入力１１と出力
１４間の利得を、入力レベルの変化に応じて制御する動
作を行うものであって、その特性は殆ど制御回路Ｆの特
性により支配される。

制御回路Ｆは、主増幅器１３の出力から分岐接続した制
御回路入力において、抵抗１５に加えられる交流電圧は
、正の半波がダイオード１７を通じて演算増幅器２２の
正相入力に加えられる。

この時ダイオード１６は遮断方向にあり、演算増幅器２
２の利得Ａは、抵抗１９，２１を夫々Ｒ１９，Ｒ２１と
すれば で与えられる。

次に負の半波に対してはダイオード１６が導通し、ダイ
オード］７は遮断状態となり、電圧は演算増幅器２２の
逆相入力に加えられる。

この時の利得Ｂは、抵抗１８をＲ１８とすれば で与えられる。

従って、交流入力の正負の半波は夫々単独に増幅され、
上記のＡキＢ、即ち次の条件とすれば、演算増幅器２２
の出力では全波整流波形として増幅整流した出力が得ら
れる。

またこの増幅整流回路における演算増幅器２２の交流入
力インピーダンスはＲ１８キＲ２ｏとすれば正負の半波
に対して一定化することができる。

そして、この全波整流波形はダイオード２３を直列にし
て抵抗２４，２５、コンデンサ２６から成る第１のＣＲ
積分回路に加えられる。

一方、この状態でコンデンサ２８には直流バイアス電圧
供給端子３４に加えられる直流電圧により、ダイオード
３１が導通方向にあるため、ツェナーダイオード３２で
安定化されたバイアス電圧ｖｂが充電されている。

従ってコンテ゛ンサ２６の蓄積電圧がバイアス電圧ｖｂ
に達するまでは、ダイオード２７は遮断状態にあり、コ
ンデンサ２６には抵抗２４，２５、コンデンサ２６のＣ
Ｒ積分時定数によりきまる積分電圧が得られる。

このＣＲの時定数を使用周波数に近い周期とし、コンテ
゛ンサ２６の蓄積電圧を、脈流分を含み、そのピーク電
圧を制御回路入力の実効値に近い値になるよう設定すれ
ば、早い応答速度の脈流分を含む直流電圧が得られる。

この第１のＣＲ積分回路の出力をダイオードの順方向に
介して受けるコンデンサ２８とその負荷となる抵抗骨Ｒ
８の第２のＣＲ積分回路では、コンデンサ２８にバイア
ス電圧ｖｂが充電されており、ｖｂを越える入力電圧に
対してのみダイオード２７が導通して積分される。

上記の第２のＣＲ積分回路の時定数は充電は短かく放電
は長くして脈流分のピーク値を検出すればダイオードブ
リッジ３７には交流会の少ない制御電流を流すことがで
きる。

ここでダイオード３１は受信待機時に導通状態でコンデ
ンサ２８に充電電圧ｖｂを与えると共に、制御電圧がツ
ェナーダイオード３２のツェナー電圧ｖｂを越えると遮
断し、ダイオードブリッジ３７が導通方向となり、圧縮
開始動作をすることにより、圧縮動作時には挿入損失を
与えない。

コンデンサ２８の負荷抵抗Ｒ６は非線形的に変化するが
、抵抗２９．３０の使用と前記ダイオード３１の動作に
より、変化範囲を小さくすることができる。

このように本発明によればレギュレータ特性が入力の電
力値で動作し、かつ早い応答速度をもつ作用が得られる
。

一例として、代表的な２周波信号周波数をレギュレータ
増幅する場合について説明すれば、以下に述べるように
その効果は大きい。

例えば１３８０Ｈｚと１５００Ｈｚの２周波を増幅する
場合、その合成波形は２周波の平均周波数の周期で差周
波１２０出の振幅変調をもった波形となる。

このため、従来の制御回路では、レギュレータ増幅器の
制御電圧による変調歪を除くため差周波１２０出の長い
周期の積分を必要とし、かつ動作速度を早くするにはピ
ーク電圧を検出する動作となり復旧時間は甚しく長くな
る。

この場合について、本発明に係るレギュレータ増幅器を
使用すれば、以下にのべる作用が得られる。

即ち制御入力の整流増幅回路は、簡単な回路で全波整流
出力が得られ、変成器を使用せず、不平衡回路のままで
従来の回路と遜色のない全波整流作用を行うことができ
る。

次に振幅変調をもった全波整流波形は、第１のＣＲ積分
回路で、入力信号の平均周波数の脈流骨を殆ど除くと共
に、その負荷回路にバイアス電圧ｖｂが蓄積されている
ことから、短かい時間でバイアス電圧を打消す電圧に達
する直流分を生じ、差周波の脈流骨の相対値も減少する
作用が得られる。

さらに第２のＣＲ積分回路で、上記の波形変換されたピ
ーク電圧が制御回路入力の実効値に近い電圧に設定され
ていることから、そのピーク電圧を蓄積し差周波の脈流
骨を除くと共に、電力値で制御する特有の作用が得られ
る。

上記の作用において、制御電圧の検出回路は伸長率を拡
大するためのバイアス電圧ｖｂを打消すまでの制御電圧
の上昇については殆ど欠点を伴うことなく、可変減衰回
路の駆動に要する電圧を有効にとり出す作用をもってい
る。

また、可変減衰回路の駆動入力負荷に並列にダイオード
を持つことは、受信待機時に導通状態となることから、
復旧時間が不必要に長くなって、レギュレータ特性に先
行状態の影響を生ずることを防止することができる。

以上説明したように本発明によれば特に多周波入力をも
つレギュレータ増幅器、断続する信号周波数を増幅する
レギュレータ増幅器等に使用する場合、その効果が大き
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のレギュレータ増幅器の構成を示すブロッ
ク図、第２図は本発明レギュレータ増幅器の一実施例を
示す回路図である。 ２．１２・・・可変減衰回路、３，１３・・・主増幅器
、５・・・整流増幅器、２２・・・演算増幅器、６゜９
．１５．１８〜２１． ２４． ２５． ２９． ３０
、 ３３． ３５・・・抵抗、７． ２６． ２８・・
・コンデンサ、８，３２・・・ツェナーダイオード、１
６，１７、 ２３． ２７．３１・・・ダイオード、３
６・・・トランス、３７・・・ダイオードブリッジ、１
１・・・入力端子、１４・・・出力端子、３４・・・直
流バイアス電圧供給端子、Ｆ・・・制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 可変減衰回路と主増幅器を有し、該主増幅器の出力
   に接続した制御回路により、可変減衰回路を制御するレ
   ギュレータ増幅器において、主増幅器の交流出力を、全
   波整流して脈流に変換する増幅整流回路に接続し、その
   出力をダイオードを直列にして使用周波数の周期に近い
   時定数をもつＣＲ積分回路に接続し、該出力を更にダイ
   オードを直列にして脈流の直流電圧成分をとり出すＣＲ
   積分回路に接続し、該ＣＲ積分回路出力に直流バイアス
   回路を接続して、積分電圧と直流バイアス電圧の差電圧
   を可変減衰回路に接続する制御出力とし、かつその出力
   に並列に、直流バイアス電圧で導通方向となるダイオー
   ドを接続した制御回路を有することを特徴とするレギュ
   レータ増幅器。 ２ 増幅整流回路として、交流入力をダイオードを順方
   向直列に抵抗を並列に差動増幅器の正相入力に接続し、
   また交流入力を逆方向ダイオードと抵抗とを直列に該差
   動増幅の逆相入力に接続すると共に負帰還を加えること
   により、入力回路の抵抗分を交流の正負に対して等しく
   すると共に、全波脈流出力を得る作用をもたせるように
   したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のレギ
   ュレータ増幅器。