JPS5956897A - 暖房用配管システムの熱媒体循環方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は循環ポンプだより暖房用配管システムに熱媒体
を循環させる方法、及びその方法を実施するための循環
ポンプ駆動装置に関する。

建物の暖房システムは通常クローズド配管システムで構
成され、そのシステムておいては熱媒体、例えば温水が
第一段の熱交換器（加熱ボイラまたはソーラーコレクタ
ー等）Ｋ導かれて熱を受取り、それから引続き第二段の
熱交換器（放熱体）を貫流する際その熱を周辺に放散す
る。加熱された水は循環ポンプにより放熱体に送られ、
周辺への放熱量（暖房エネルギー）は放熱体に取付けら
れた弁により、水の循環量を加減して制御される。

循環ポンプは、周辺温度が低いとき全放熱体調節弁を全
開状態にしなければならないような周囲温度の低いとき
でも、なお充分な送水圧ないし流量を確保できるように
設計さ几ろ。しかしこのような極端な周囲温度は年間僅
かな日数しかない。暖扉装置の残りの暖房期間中は、放
熱体の部分的或は全く閉じられており、循環ポンプは無
調整または無制御のまま過剰に送水を続ける。その際送
水の騒音を発生するだけではなく、ポンプは望ましくな
い低効率で動き続けることになる。それはポンプの特性
がこのような変動負荷に対する暖房装置の特性匠マツチ
しないからである。その結果過剰のエネルギーが？肖費
される。

エネルギーコストの上昇を考えろと、暖房容置に関連し
てポンプ出力を変更させろためにコストが付加されるこ
ともやむを得ないと考えろ人も増えてきている。その場
合、可変速の直流モータでポンプを駆動することも可能
であろうが、本発明は市販の３相モータを経済的に利用
゛する可能性を開こうとするものである。この場合、ポ
ンプの回転数を段階的眞調整する多段極数切換駆動装置
は現在比較的高価でまた故障が多いと思われるリレー回
路を必要とするため考慮外とする。

他の目的のため極数切換の原理によらない可変速の、駆
動装置がすでて開発されている。この種のある駆動装置
はインバータから給電され、且つ所望の回転速度に比例
して給電電圧が変化する交流モータを含んでいる。この
場合インバータとしては、各交流電圧出力端がインパー
クスイッチを介して正および負の直″流電圧入力端に高
サイクルで交互に接続され、且つその接続期間は所望の
波形のパルス幅変調された出力電圧を生じるように選ぶ
ものが有利に使用される。

高調波成分の少し・トルク及び変換装置とモータとの最
適利用を考え、この種の市販の駆動装置ではその出力交
流電圧をできるだけ正弦波形に近づけるよう努力が払わ
れている。そのため各交流電圧出力端に対し適当な正弦
波形の制御電圧が作られ、その高周波三角波電圧との交
点が、インノ＜−タの各出力端を制御しているインバー
タスイッチに切換パルスを供給１２、変調さｉｔた出力
電圧に取畳される個々の電圧パルスの長さを決定する。

インバータには、例えばイン・（−夕の入力端を交流電
源に妾続された整流器の直流出力端に直流中間回路を介
して接続−「ることによって、はぼ一定の直流入力電圧
が印加される。非回期モータを使用する場合眞は、一般
眞回転速度の低下に比例して供給電圧の振幅を小さくす
る必要があるが、その場合最低回転速度から非比例的に
電圧振幅を下げることが行われている。出力交流電圧の
対応するｊ辰幅制御は、正弦波振幅とチョッピング電圧
として使用されろ三角波電圧の振幅との比を変化させる
ことてより可能である。三角波′電圧と出力′電圧との
周波数比は、各インバータスイッチの一電圧周期内の切
換回数および正弦波形−＼の近似度を決定する。しかし
三角波の周波数は、スイッチング回数が多過ぎると転流
損失が増大し、その結果変換装置が熱的損傷を受けるの
であまり高くすることはできない。変換スイッチとして
は一般疋ザイリスタが使用され、その場合各転流動作毎
にある最小時間が確保されねばならない。従ってチョッ
ピング周波数は実質的に４００Ｈｚを超えることは許さ
れない。

量初に述べたような循環ポンプの運転には例えば三和非
四期モータが適しており、それは変調周波数を高めるこ
とてより実用上市弦波形の３つの脈動する相電圧から成
る対称なシステムから給電されろ。しかしながらパルス
式インバータにより正弦波電圧系を発生させるθ）は、
インバータ制御のため１２０°電気的に移相した３つの
制御電圧を作らなげ几ばならないのでり・なり高価なも
のとなる。この場合インバータは駆動裟ｌｌの全負荷（
定格運転）に対応して設計さ、ｌｔなけＪｔばならない
カム基本波振幅は正弦波形の出力室ＩｆｆＸ：発生する
ための通常の制御方法では、変換装置の全電圧を完全に
利用する場合に可能な値に達しないことを考慮しなげれ
ばならない。それ故製作コストがかなり高くなるため、
循環ポンプの回転速度を暖房負荷に応じて調整すること
圧よりエネルギーを節約しようとする目的になじまない
。

さらに、給電電圧が正弦波形からずれればずれる程、回
転トルクの高調波成分が多くなることにも注目しなげれ
ばならない。その結果暖房配管システムが振動し、周囲
に耐え難い騒音をまき敗らず危険が増す。

本発明は、騒音が少く、経済的に非同期モータを使用す
ることが可能なものを得ることを目的とするものである
。そしてその費用は、通常の市販の循７１ポンプと比較
して、ポンプ駆動に必要なコストの増加を、例えば温和
な気候において建物暖房時に３つの暖房周期で得られる
エネルギー節約量で補なうことができるものである。　
・本発明によればこの目的は、特許請求の範囲第１項に
記載する方法によって達成される。

循環ポンプは非同期モータにより駆動され、この非同期
モータは、パルスインパークを含む直流中間回路付の変
換装置を経て又流電源から給電される。インバータ出力
電圧の周波数は、所望の回転速度に比例して予め与えら
れており、その幅も、少くとも回転数の高い領域では同
様に所望の回転速度如比例している。インバータの各出
力端には参照電圧として全周波数領域にわたりまたすべ
てのインパーク出力端に対し同一の波形の目標電圧が予
め与えら１ｔている。この目標電圧に対してはただ二つ
の電圧値、例えば゛°正″及び゛負パだけが許容される
（バイナリ−波形）。最初の半波期間（すなわち対応す
るインバータ出力端の基本波の位相角０°　と１８００
の間）は正電圧、そしてその次の半波期間（位相角１８
０°と３６０°　の間〕は負電圧を発生する全ブロック
制御方式に対Ｉ２、回転速度とは無関係に予め与えられ
る特定の位相位置に休止区間が設けられており、その間
電圧はそｆｔぞれ相対するバイナリ−状態を有する。こ
の休止区間はそｉｔぞれ出力基本波の零点近傍にあり、
かつ１／４　周期対称、すなわち基本波の零点及び最大
波高点に関して対称に配置されている。各半波期間内の
休止区間の総和は、各半波の中央部の導通区間の長さよ
り本質的に小さい。

したがって目標電圧は導通区間の幅のためにほぼ全ブロ
ック制御を表わし、それは単にブロック側縁にのみ休止
区間が存在するに過ぎない。このことπより全ブロック
制御方式（（Ｊ：り達成される変換装置のお圧最大利用
率にほぼ到達可能である。

ただ全ブロック制御方式の欠点は、出力電流の高調波成
分が高く、そのため変換装置およびモータのエネルギー
損失並びに暖房配管システムの共振周波数の励起ひいて
は騒音をひきおこ１−かねないことである。しかしこれ
らのことは休止区間を全ブロック偏向をできるだけ正弦
波形に近づけろよう配置することによって避けられる。

休止区間によって全ブロック制御の場合の高調波スペク
トル中の高調波成分は増大し、さらに所望の回転速度に
より基本同波数が変移するほど高調波周波数が変化する
ことがあり得るのも事実である。しがしながら休止区間
を適切に選定することによって、高調波を全負荷領域て
わたり、暖房配管にＪ駆動を生じない範囲に卵えること
が可能である。

インバータの当該出力端に対する各目標電圧がら、高周
波のチョッピング電圧により、当該インバータ出力端で
機能しているインバータスイッチを切換えるためのパル
ス幅変調制御信号が形成されるが、パルス幅は所望の振
幅だ対応して予め決定される。例えばバイナリ−目標電
圧を、回転速度に関連して予め与えらｉｔた交流電圧の
振幅に比例した振幅をもつ高周波の三角波電圧と比較し
、その交点からインパークスイッチの切換指令を形成す
ることができる。しかし一定振幅の三角波電圧をあろ振
幅電圧と叱較し、所望０）振１福冗対応してパルス幅変
調されたバイナリ−直流信号を形成する比較結果をバイ
ナリ−目標電圧と共に排他的論理和回路に導き、その出
力端からインバータスイッチに対する制御信号とＩ−で
パルス幅変調された目標電圧をとり出すと有利である。

またパルス幅変調方式はバイナリ−目標電圧波形と全く
同様に、配管システムに騒音周波をひきおこす可能性が
ある。しかしこのことはチョッピング周波数を常に５ｋ
Ｈｚ　以上とすると防止される。

チョッピング電圧を回転速度に無関係に、例えば約６ｋ
Ｈｚ　　ＦＣｐ定すれハ、バルスインパ・−夕の制御は
特に容易となる。インバータとしてパワートランジスタ
からなるスイッチを有するパルスインバータを使用する
と、このような高いチョッピング周波数でも問題なく運
転可能である。この種のトランジスタ・インバータは、
例えばドイツ連邦共和国特許出願公開第３０３０４８５
号明細−■に記述されている。

この方法てよれば循環ポンプを、暖房配管システムの暖
房負荷に関係して予め与えられろ回転速度で運転するこ
とが可能となる。回転速度を例えば放熱器の入口と出口
即ち熱媒体の入１］と出［コとの温度差て応じて制御も
しくは調整可能で、特にまた回転速度は循環ポンプの吐
出量および／８１：たけ吐出圧力に応じて変化させろこ
とも可能である。

次に図面圧示す実施例により本発明の詳細な説明する。

第１図に本発明に、よる駆動装置を有する循環ポンプを
備えた暖房配管システムを′示す。ここでクローズド暖
房配管システムの混合弁１から導かれた入口配管中に循
環ポンプ３が配置され、そ、ｉｔを経由して加熱された
熱媒体が複数の熱交換器５（室暖房用放熱器）の大口弁
４　ｉｃ送られろ。熱交換器５から戻り配管６が四方弁
として形成された混合弁１へ導か札、この混合弁１から
熱交換器５で冷却さ」ｔＬこ熱媒体の一部が別の熱交換
器７（暖房用ボイラー）＼送られ、加熱された温水と交
換さｔｔろ。８は暖房配管システムの調圧槽である。

循環ポンプ３は非同期モータ１０で駆動され、そのモー
タはパルスインバータ１１の交流出力を給電されている
。インバータは変換装置の一部を成し、直流中間回路１
２を介して、配電線１３から給電されろ整流器１４ｖＣ
接続されている。

インバータ１１のインバータスイッチは制御線１５１Ｊ
、１５Ｖ、１５Ｗを介して適当な切換指令パルスにより
制御され、そｉｌらの指令ノくルスはインバータ↑Ｈ制
御部１６から供給される。インバータ制御部には熱媒体
の入口配管系２Ｉ（設けられた流量計１７により検出さ
れた流量ＪＭが入力基準量として導かれる。さらに、あ
るいはその代り（７ｉ：、並列に接続された差圧計１８
（でより循環ポンプの吐出圧を検出するようにしてもよ
い。

循環ポンプの駆動装置は、非同期上−夕１０、電圧中間
回路２１を介して整流器２２に接続さｊ’したパルスイ
ンバータ２０をもった交流電源１３カ・ら給電される変
換装置、回転速度設定器２３および変換装置制御部２４
を含み、こｉｔを第２図に示す。

整流器２２は非）Ｄυ御整流ブリッジで構成され、ヒユ
ーズ２５および変換装置用開閉器２６を介して系統Ｉ３
のＲ，Ｓ、　Ｔ、各相（り：接続されている。給電部２
７から制御用電圧が供給さλする。中間回路２１には中
間回路コンデンサ２８が設けられ、それは一定時限後短
絡される抵抗２９２経て充電される。さらに二個の計測
用分流器が設けられており、コンクフタ３１を介して前
置抵抗２９の短絡およびインバータ２００投入および遮
断の役目を担っている。こｆ′１−ｉｃより事故に際し
インバータをカットアウト可能である。

インバータ２０σ）交流出力端Ｕ、　Ｖ、　Ｗはそｉｔ
ぞれインパークスイッチを介して直流中間回路２１の直
流電圧出力端に交互に接続さｉする。各インバータスイ
ッチはバイナリ−制御信号（リード線Ｑよ１５Ｕ、１５
Ｖ、　　１５ｗ）Ｋより制御さＪｔｌかつ二個のパワー
電界効果トランジスタ、例えば１田品名　ＳＩＰ、ＭＯ
Ｓ　　として市販されているノーメンス社製品で構成さ
れている。インバータ出力端Ｕは例えば信号線１５υの
゛１′″状態で４通さ几るＦＥＴ　３１　を介して直流
の正極へ、そして゛０″状態で４′ｌｌＴｉさオｔろＦ
ＥＴ３２を介して直流負極ｌｃ［続される。こｉｔらの
パワートランジスタはその導通方向Ｖこ関して、図中矢
印で示す様にダイオード特性を有している。この種のト
ランジスタスイッチてより、投入された電流は、サイリ
スクと異りしゃ断も可能である。逆並列のダイオードお
よび放電回路は不要である。従つ゛Ｃ制御は簡単でかつ
損失も少い。非制御の入力側整流器との組合せにより、
パワー構成１λμ分および組ヴのコストは低くまた電源
電流に対する力率も良好である。

暖房負荷１ｃ応じた回転速度目標値を作るための回転速
度設定器として、例えば循項ポンプの差圧実際値Δｐと
差圧１標（直Δｐ　との偏差を導かｉする調節器２３を
使用することも可能である。さらに差圧調節器２３に代
ってまたはそれ（（重畳して流量調節器を設けることも
可能である。

パルスイソバークは本発明方、去りこまって、非同期機
に対する給電電圧を供給し、第３図にはその波形の種々
の可能性を示す。

この図の最上段のＵＯが出力電圧の基本波で、その零点
が下段各波形Ｑつ位相の基準である。最初に述べた通常
のパルスインバータではこの波形Ｕ。

がそのまま目標波形を示し、正弦波に近似の出力電圧を
得るために高周波のチョッピング周波数で走査されるの
に対し、第３図に掲げた波形Ｕ１ないしＵ、は既にパル
ス状の電圧を形成し、かつ本発明による制御（（おいて
出力電圧に対する目標波形としてそれ自身がなお高周波
のチヨパノピング周波数によってパルス幅変調さ、−る
。例えばパルスインバータの出力端ＵＫおける電圧の変
化に対して、位オ目角ψ＝−〇〜１８０°　間はほぼ正
で、ψ゛−１８０°〜３６０°間はほぼ負である目標波
形Ｕ１ないしＵ、のいス；ｌｔか一つが予め与えもｉす
る。位相角ψ−０°、９０’、１８０°および２７０°
　で対称的にパルス幅３°　または６°のパルス休止区
間が配置されている。曲線Ｕ、およびＵ、では各半波周
期は一つの休止区間で始まり、各１／４　　周期（即ち
Ｏｏ　　と９０°　との間）毎の休止区間の総和は６°
である。１／４　　周期毎に三個以上の休止区間を有し
その総和が１２°以上の波形も可能であるが、あまり利
点はない。良好な電圧利用率、僅かな高調波電流、低い
騒音共振励起を考慮して、曲線Ｕ、、Ｕ２　およびＵ、
が妥当である。ノ＜ルス幅を３°または６°　としたの
は、目標波に対し、目標周期を１２０の時間区分圧分割
することに相応する時間的分解能で十分であることに基
づくものである。

第４図は、目標電圧、例えばＵ、を高周波のチョッピン
グ電圧ＩＴによって走査することにより、両電圧の一致
点でインバータスイッチに対する切換インパルスがどの
ように形成されるかを示したものである。当該コンパレ
ータの出力端にはその結果変調さ；ｎだバイナリ−目標
電圧Ｕ＋ｎｏｄが生じ、それはこの図の場合、インバー
タ出力端Ｕの−ｆンバータスイッチ３１，３２（第２図
）に対する制御電圧として時間ＪＴ、の間圧の直流入力
端に、そして時間ｌＴ２の間は負の直流入力端に加わる
。従って変調された目標電圧”＋１１ｏｄ　ｌ′！第一
の２ΔＴｏ　に相当する変調周波数と、第二のそれより
高い変調周波数ＵＴ　（ΔＴ、＋ΔＴ２　　相当）妃よ
り゛２重尾変調さｆｔた”′電圧な形ｒｙ、′ｆろ。こ
の゛°第二の“′変調は、出力電圧の振幅を変調比（Δ
Ｔ１−ＪＴ２）／（ΔＴ、＋ΔＴ２）　　に比例して調
整するためて必要であり、この比はチョッピング電圧と
目標′Ｉ圧の振ｌ福］ヒ１（よって与えられる。

目標波Ｕ、の波形は１回転速度とは無関係であるが、そ
の周期は出力電圧の必要な基本波周期により決定され、
かつ必要な回転速度により変更できる。電源周波数５０
Ｉ（ｚで全制御（定格回転速度２ａｓｏ４−ｔ−ｐ＋ｎ
　　）が得らｉｔろ回転機の場合、６゜の休止区間は約
１．５ｋＨｚの゛第一の”′変調周波数に相当する。部
分負担領域では基本波同期σ）回転速度に関連した変化
のため、低い周波（Ｈｊ＜に対応して長い休止区間が生
じる。このような周波数領域では暖房配管システムの共
振周波数は（５すえば約１、８　ｋＨｚ　　で強い共振
を示す。しかし純粋に正弦波形の目標波または全ブロッ
ク制御に２寸応し回転速度に比例したチョッピング周波
数で〕＜ルス幅変調された目標波の場合、１．８ｋＨｚ
　　におし・てのみならず、チョッピング周波数が５ｋ
Ｈｚ　以下になれば常に著しい騒音を発生し、暖房負荷
に適１．ＩＳＬて予め与えられた回転速度１！１１．Ｊ
を絶えずその周波数スペクトルにおいて変更するよりも
ずっと不快を感することになる。

しかし前述した目標電圧波形により、振幅制御のための
パルス幅変調と組合せ、変調Ｊ１８波数を５ｋＨｚ　　
以上とすること尾よって１騒音は許容限度に抑制されろ
ことが明らかとなった。変調された目標電圧の、高調波
スペクトル中に存在する全周波数およびそ１１により発
生する高調波電流（よ、暖房配管システムをもはや励振
させることのできない範囲内に納まる。例えば波形Ｕ２
およびＵＳ１７′）場合、前述の全ブロック制御て対し
て第５、第７′陀よγア第１１次高調波は僅かしか発生
しない反面、それより高次の周波数（例えば第１７及び
第１９次）は著しく増加する。しかしそれらによっては
暖房配管システムに騒音は発生しない。

チョッピング周波数があらゆる負荷領域にわたり暖房配
管システムを励振し得ないようにすることを保証するた
め、チョッピング周波数の最低値はチョッピング周波数
を回転速度と無関係に、例えば約６ｋ）（ｚ　Ｋ予め選
定することにより容易に達成されろ。

第２図の装置に使用されているインバータ制御部２４の
ｊＩ！ｆＬＳを第５図に示す。回転速度制御電圧 ｎ　は回転速度制御電圧として第一の関数発生器５０に
送ら２ｔ、関数発生器５０は、回転速度目標値に相応す
る夙液旗之周波数とは無関係の波形をもち、二つのバイ
ナリ−電圧間を交番する目標電圧を作る。

第二の周波数発生器５１は高周波のチョッピング電圧Ｕ
Ｔを発生する。回転速度制御電圧はさらに特性発生器５
２に送ら、Ｉｔ、そこて非同期モータに必要な周波数と
振幅との間の関係に相応して参照電圧（振幅制御電圧）
を作り、この電圧は回転速度の高い範囲では回転Ｉ宋度
に比例し、低い回転速度では回転速度に非比例的圧低下
する。

チョッピング電圧と参照゛電圧はバイナリ−出力信号を
有するしきい値発生器に送られ、この信号は、三角波電
圧の瞬時値が参照電圧より大きいが小さいかを示す。特
性発生器としきい値検出器は変調段を形成し、この変調
段はチョッピング電圧を回転速度目標値に関連した振幅
制御電圧と比較して、パルス幅変調されたパルスを発生
する。そのパルスにより論理回路５４は第一の関数発生
器５０で発生されたインバータスイッチ用の制御電圧（
制御リード線１５Ｕ）から、パルス幅変調された制御電
圧を形成し、そ１ｔｖｒ−より当該インバ・−タスイツ
チが切り換えら１１ろ。他の制御リード線（１５ｖ、１
５Ｗ）には制御リード線１５Ｕの制御電圧に対しそ１ｔ
ぞれ１２０°　位相のずルた制御電圧が与えられる。

関数発生器５０は、カウンタ５Ｇ、例えばリセット可能
な７ビツト・カウンタ５６の割数入力端ＣＫ接続された
電圧周波数変換器５５を有すると有利である。カウント
状態は固定値メモリ５７にアドレスさ几、そこに波形が
記憶される。この例では、各周期は１２０に時分割され
、その結果周波数変換器５５で発生されたカウントパル
スの時間間隔は制御電圧においてそｉｔぞれ３°進んだ
位相に相当し、メモリ５７内でそ几ぞｔｔ３°　遅ｉｔ
て新しいメモリ個所が制御され、そこにバイナリ−制御
電圧の当該位相罠所属する値がメモリされる。

制御電圧の分解は３°となる。カウンタ５６の１２０番
目のカウントによりそ２ｔぞれ】周期が終了し、対応す
るメモリ個所において、カウンタ５６のリセット入力端
への導線５８を介して与えらｔｔ、したがって次の周期
に対する新しいサイクルを導入するリセットパルスがフ
ァイルさ２ｔている。各インバータスイッチに対する固
定値メモリ５７には対応して位相のずれた個有の目標電
圧がファイルされており、固定値メモリは各制御信号毎
に別々の出力端を介してこれらの目標電圧を論理回路５
４に供１．袷すると有利である。論理回路５４は各イン
バータスイッチの各々に対し排他的論理和回路を含むと
有利であり、そｉｌには固定値メモリ５７からの対応す
る制御電圧およびしきい値検出器５３のパルス幅変調さ
れたパルスのみを導けばよい。

この制御方式の構成は、ただ一つの固定値メモリド、り
だ一つの簡単なアナログ・デジタル変換器（電圧・周波
数変臭器５５）だけでよいので極めて簡単である。

このようにして、原価、省エネルギー、騒音、及び保守
１ｃ関する実際のあらゆる要望を暖房設備の幅広い用途
九対ｔ７て満足させる可変速循環ポンプが得られるもの
である。

【図面の簡単な説明】

１８ｇ１図は本発明による駆動装置を備えた循環ポンプ
を含む暖房配管システムの構成図、第２図は循環ポンプ
の５駆動装置の一実施例のＩ、５読図、第３図はインバ
ータの制御電圧の種々のパルス波形の線図、第４図はパ
ルス幅変調された出力電圧を得るための制御電圧の説明
図、第５図は本発明によ々パルスインバータの制御回路
のブロック図である。 ３・・・循環ポンプ、　　１０・・・　駆動用非同期こ
・直流中間回路、　　１４・・・整流器、　　１６・・
・インバータ制御部。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ］） ａ）　循環ポンプが暖房用配盃システムのＶＪ））負荷
   （Ｆ一応じた回転速度の非同期電動機により駆動され、 ｂ）　非同期１ｉ動機は、パルスインバータを有する中
   間７匡圧回路付変換装置を介１−で、交流電源からパル
   ス化された交流電圧′？給電され、その周波数は所望の
   回転速度に比例し、その振幅は少くとも高い回転速度領
   域においては所望の回転速度に比例し、 Ｃ）　各インバータ出力頭に対し、すべての出力端に共
   通であり、あらゆる回転速度に対し予め固定的に与えら
   れたバイナリ−な波形を有する目標電圧がそれぞれ形成
   さｉｔ。 その目標電圧は基本波の零点通過近傍の休止区間を除い
   て最初の半周期ｆ、＋６いては一方グ）バ・イナリー状
   態を有し、次の半周期においては他方のバイナリ−状態
   ケ有し、各半周期に結いて休止区間のない中火部分σ）
   幅は休止区間幅の総和より大きく、かつ休止区間は半周
   期の中央に々称に設定されてぢり、 ｄ）　各目障電圧および一つの高い周波数のチョッピン
   グ電圧から、インバータの対応する出力端で動作してい
   るインパークスイッチを切換えるためθ）パルス幅変調
   さ！ｔた制御信号が形成さオｔ、七〇）際パルス幅比は
   所望の振幅に対応して予め与えられていることを特徴と
   でる暖房用配管ノステムの熱媒体循環方法。 ２、特許請求の範囲第１項記載σ）熱媒体循環方法にお
   いて、回転速度が吐出量および／または吐出圧力に関連
   して制御又は１整されろことを特徴とする暖房用配管シ
   ステムの熱媒体循環方法。 ３）特許請求の範囲第１頃または第２項記載の熱媒体循
   環装置妃おいて、チョッピング電圧の周波数が５ｋＨｚ
   　　μ上であることを特徴とする暖房用配管システムの
   熱媒体循環方法。 ４）ｌＦｉ−許請求の範囲第３項記載の熱媒体循環方法
   において、チョッピング電圧が回転速度に無関係に約６
   ｋＨｚＫ選定されていることを特徴とする暖房用配管シ
   ステムの熱媒体循環方法。 ５）特許請求の範囲第１項ないし第４項記載の熱媒体循
   環方法において、パワートランジスタで構成されたイン
   バータスイッチを備えたパルスインバータが使用さ几る
   ことを特徴とする暖房用配管システムの熱媒体循環方法
   。 ６）非同期電動機と交流電源に接続された変換装置とを
   備え、変換装置は電圧中間回路と非同期′遊動機給電用
   のパルスインバータとを有シ、パルスインバータはパワ
   ートランジスタから成り、暖房負荷に関連して回・ｊｒ
   ｉ・も１蜆ｌ］漂値ンボ生するための回転速度段°岨滞
   と、回転速度設定器に後置されたインバータｆ！ｊｌＪ
   　、Ｑ１部とを有１７、インバータ制御部は、回転速度
   目標値に対応した周波数と周波数に無関係な波形を有す
   るバイナリ−目標電圧を発生するための第一の関数発生
   器と、高い周波数のチョッピング電圧を発生するための
   第二の関数発生器と、チョッピング電圧を回転数目標値
   に関連した振幅制御電圧と比較することによりパルス幅
   変調されたパルスを発生する変調回路と、バイナリ−目
   標電圧とパルス幅変調されたパルスから、インバータス
   イッチ切換用のパルス幅変調された制御電圧を供給する
   論理回路と、他相のインバータスイッチを切換えるため
   位相のず九たパルス幅変調された制御電圧を発生するた
   めの手段とを有することを特徴とする暖房用配管システ
   ムの熱媒体循環装置。 ７）特許請求の範囲第６項記載の熱媒体循環装置におい
   て、第一の関数発生器は、回転速度目標値が印加さへ後
   置されたカウンタ用のカウントパルスを発生するための
   バイナリ−発振器Ｚ汐およびカウンタ状態によりアドレ
   スされろ固定値メモリで構成され、各インバータスイッ
   チ用の固定値メモリの中如固有のバイナリ−目標電圧が
   記憶され、かつ各制御信号毎にあらゆる目標電圧の対応
   する値がカウンタ状態により読み出され、第二の関数発
   生器は予め定めらノｔた一定周波数の三角波電圧発生器
   であり、変調回路は与えられた回転速度目標値に対し振
   幅制御電圧を発生する特性発生器およびしきい値として
   の振幅制御電圧と三角波電圧とが印加されるしきい値検
   出器で構成され、当該インバータスイッチのパルス幅変
   調制御電圧を形成するための各目標電圧用の論理回路は
   排他的論理和回路を含み、この排他的論理和回路に目標
   電圧およびしきい値検出器から取り出されたパルス幅変
   調パルスが導かれることを特徴とする暖房用配管システ
   ムの熱媒体循環装置。