JPS5961344A - デイジタル・デ−タ通信経路における位相ジツタ−効果を低減する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はディジタル・データ通４Ｍのレジーバにおける
位相ジッターの効果を減少するための回路に関し、電話
通信回線チャネルに対する主たる用途を有するものであ
る。

本発明が関連する位相ジッターは、チャネルの−・端部
におけるデータφトランスミッタと結線の他端部におけ
る対応するデータ・レシーバとの間の通信チャネルに導
入される。本発明は、特に、位相ジッターのいくつかは
１つ以」二の周波数におけるやや規則的な１１８弦波状
の変動からなる状態に対し適用することができる。この
ような状態に対する１つの原因は、電話チャネルを多重
化する周波数における電話会社により使用される変調搬
送波周波数に影響を及ぼす電力線の周波数に関連するジ
ッターである。このような変調搬送波周波数のジッター
は、このような搬送波周波数装４に対する電話会社によ
り使用される電源における小さな交番する電流のリップ
ルにより生じるおそれかある。上記および他の原因によ
り、電話チャネルにおけるデータ通信に影響を及ぼす位
相シンターは、電話の搬送波システムにより使用される
交流市；力の周波数と関連するある（しばしば強力な）
１１−弦波成分を含む傾向がある。カナダおよび米国に
おいては、このような成分は通常、６０Ｈ２，１２０Ｈ
ｚ　、　　１８０Ｈｚ　、等（７）８０Ｈｚのｇ、数倍
となる。ヨー口・ンパのある地域においては、基本周波
数はしばＬ７ば５０Ｈｚ、１ｏＯＨｚ　、　１５０Ｈｚ
等の如き成分を惹起する５０Ｈｚである。

無論、もしこのような位相ジ・ンター成分の周波数、振
幅および位相が交流電源の周波数における如くイ・ヤか
に緩やかに時間と共に変化する場合に、忙発明によって
のみアドレス指定されることになる位相シンターの他の
略々ランタムな即ち時間変化する成分で存在し得る。本
発明は、ランタムなイ〜゛ｌ相ジッターにおいては充分
に作用せず、緩やかに時間変化するパラメータを有する
位相ジッターの成分かイア存する詩最もよく作用する。

（ランブトなジッターまたは早く変化するパラメータを
有するジ・ツタ−に関する迅速な操作方法については、
１８７７年５月３１８発行のＧ、　Ｒ，Ｌａｎｇのオ国
特許第４，０２７，２５０号［振幅および位相シック−
の効果を減少するための装置および方法」において論述
５れている。） 受取った信号φの位相シフター成分は時間の関数と考え
られる（即ち、φは １’Ｒ（ｔ　）　＋Ａ１　ｓｉｎ　　（ｗＩｔ＋θ１）
＋Ａ２　ｓｉｎ　　（ｗ２　ｔ＋０２）＋Ａ３　ｓｉｎ
　　（Ｗ３　ｔ　＋０３　）　］等と）しいφ（１）で
ある。但し、Ｒ（ｔ）は、本発明が関連しない時間の急
速に変化するランタム関数を表わす。）このＩＦ弦波成
分はランダムではなく、本発明による実質的な程度に識
別および打消しの対象となる。成分Ａｌ　ｓｉｎ　　（
ｗｔ　ｔ　＋０１）の打消しのためには、本発明は制御
可能な振幅および位相の１１−弦波出力を提供し　この
振幅および位相は位相ジッターの振＠Ａ＋およびイ＼°
ｌ相（ｗ、ｔ　＋０１）と連続的に比較される。以）本
文において用いらる記号φｊは、レシーバにおい又受取
られる如き位相ジッターφではなく、不発明による位相
シンターφの減少の後、随時存在する残余位相ジッター
を指す。

不発明は、通信チャネルのレシーバにおいて適用される
。′実施におけるこのようなレシーバにおいては受片ゾ
られた信号が復調され、この復調された信号は、おそら
くは伝送された信号のかかる装置の判定がなされる判断
素子に対してケーえられる。−のような判断信号は無論
、チャネルのユーザに対して転送される信号である。

未発明は、位相ジッターの王な成分の周波数とｊｊ（似
する周波数を有するように選択されることが９」ましい
レジ−／へにおける制御可能な発振器を提供するもので
ある６　（ある場合には、位相ジッターの１＜作用する
成分はある程度まで伝送されるデータか既知である時訓
練期間中にアクセスすることができる。）以降の論議は
、第２の、即ちφ弓こ似た状態で作用する制御ラベル発
振器の提供についてＪｌｙ扱うことになる。制御された
発振器のｉ１ｉ’、）１は、できるだけ実施可能に、擾
乱位相ジッターの１．な成分と等しイなるように意図さ
れ、このような擾乱成分を補償するこのような位相ジッ
グーに対する補正を提供する意味において加えられるべ
きものである。従って、前記の制御された発振器の出力
の同波数および位相に従って受取った信号の位相および
周波数を修正するための装置が提供される。通信レシー
バにおいては、等化器およびフィルタの如５構成要素は
各々フィルタに対する人力の周波数に依存する伝送特性
を右する。即ち、デー　タ信叶の異なる周波数成分は異
なる振幅およびイぜｔ相のシフトを１４するこれらのフ
ィルタにより通ゐさせられる。このため、受取られた信
号が等化器に遭遇する前に、また受取られた信号ができ
るだけ多くのフィルタ段に遭遇する前に、もし制御され
た発振器からの補に人力が受取られた信号に対して加え
られるならば、受取った信号の複雑な歪みが軽減される
。本発明のψましい特質によれば、制御された発振器出
力による補１１：、結果がレジ−／への復調段に、Ｉｙ
−えられる。判断素子に対して′Ｊ−えられる如き受敗
った信号の形態をこのような素ｒにより生じる判断信号
と比較する二とにより、位相ジッターの位相角φの測定
を行なうことができる。この角度の値φは、シンターが
ランダム形ｆ；である程度に従ってランダムに変化する
ことになる。これは、本発明の装置が指向される１Ｆ弦
波成分の修正結果である。

制御）υされた発振器の出力を連続的に変化する位相ジ
ッターの角度φと連続的に比較するだめの装置１’ｌか
設けられている。しかし、受取られた信号に々、１する
制御された発振器の出力の付加と角度φの、ｆｔ１）の
見出しとの間には長いがｆｉｌｌ定τ１丁能な遅れが１
１しる。このような遅れはフィルタおよび等化器におい
て生しる。このように、信号φの制御された？１１ス市
発振器信吟との比較のためには、φと比較されるべき制
御された発振器信号が、このような伺加装置と判断装置
間で受取られた信号において’ｌしる時間的に′ＩＬ量
だけ受取られた信号に対してりえられる制御された発振
器信号に対して遅れを右することが必要である。このよ
うな遅れた制御される発振器信号を、その昨存在し両者
の位相と振幅の差の測定を得る信号φと連続的に比較す
るだめの装置が設けられている。位相と振幅の差のこの
ような測定における値φにおけるランダム成分の効果を
軽減するための装置が設けられている。値φを蝕少する
方向において制御される発振器の出力を（受取った信号
を捕り：する用途の前に）修ＩＦするため使用されるこ
のような位相と振幅のＸ、の結果として補正信号が与え
られる。このように、制御される発振器の出力は１位相
シンター信呼φを減少する方向において受取った信号を
緩和即ち補正するように修正されるのである。

このように、本発明の装置は、制御された発振器の位相
ジッター信号φと基本周波数間の位相と振幅の差をかな
りの程度補償することができる。

従って、もし位相シンターが５０または６０Ｈｚの擾乱
周波数により生じ、制御される発振器が５５Ｈ２の周波
数を有する場合、制御された発振器の修正出力は５０ま
たは６０Ｈｚの擾乱により生じる位相ジッターの部分の
大きな割合を排除することになる。

本発明の装置の補正作用の成功は判断素子における補正
の判定の高い割合で依存するものであることが判るであ
ろう。このように、本発明の素子は、伝送における擾乱
の程度もしくは高い信号速度のため、あるいは実際に他
の理由によって１判断上ｒ・か高いエラー周波数を生し
る場合には、高い成功率で作動しない。

本発明の望ましい特質においては、位相ジッ々−を？ｌ
Ｉｉ償するため制御された発振器の出力の制４Ｊ［Ｉが
す４に早く行なわれる。発振器の出力の位相および振幅
の制御に加えて、発振器の周波数に対しても制御か行な
われる。信号φの遅延した発振器（，７，ｊ３との比較
は、信号φと遅延した制御される発振器周波数間の周波
数の差を表わす信号を生じるために使用される。この信
号は、遅延した制御される発振器周波数と値φを生じる
位相ジッターの周波数との間の差を減少する方向に制御
される発振器の周波数（その出力とは異なる）を変化さ
せるため加えられる。このような補正信号は、制御され
る発振器をして位相ジッターのＩＦ弦波成分を実質的に
補償させるため制御回路の能力を改善し、かつこの点に
関して、前述の発振器の出力の位相および振幅の制御を
補佐するのである。Ｑ＞なる−・例として、もし最初５
５Ｈｚにおいて作動する制御される発振器が［１ＯＨｚ
における「成分を有する位相ジッターと６遇するならば
、前に述べた周＃数の制御は制御される発振器の周波数
を、制御された発振器の出力を位相ジッターの１１ヨ弦
波成分と１１：確に−・致させることにおいて最初に述
へた制御される発振器出力の位相と振幅の制御を助ける
６０Ｈｚイ・を近にする主な役割を演じることになるの
である。

図面においては本発明の望ましい実施態様がイ＼されて
いる。

第１図においては、ディジタル拳データ通信レシーバの
通常の１：な構成要素が示されている。受取られた信号
は帯域フィルタ兼自動利得制御装置１０により処理され
る。ブロックｌＯの信号出力は復調器２０により復調さ
れ、この出力は低域フィルタ３０においてフィルタされ
等化器４０によって等化処理される。この等化器４０の
出力は、判断素子あるいは検出器５０のいずれかで呼ば
れるものに対して′Ｌえられる。検出器あるいは判断素
子５０は、その出力側において伝送される信号に関する
その判断に対Ｉ＋’、、する出力を生しる。判断素子５
０の出力はユーザに対して供給される。これは従来のレ
シーバ横曲である。

本発明によれは、ブロック６０は判断素子５０の入力と
出力の比較およびこれに関する演算の結果からイぜｔ相
シンターの角度であるφｊ　（ｆｉを連続的にａｔ′（
′ｌするための回路を表わす。（ここにおいて、ブロン
クＲＯにおけるこのような判断および計算の貿゛１１性
は゛ｒ１断素子５０による低い割合のエラーに依存−す
ることを明確にしなければならない。もし伝送の摩乱、
構成要素の問題あるいはこれら問題と高いイハ壮速度と
の組合せを含む何等かの理由から、判断素子−５０にお
ける高い割合のエラーが存在するならば、値φｊの計算
はしばしばエラーとなって本発明の回路の機能は大きな
影響を受けることになる。、）本発明において有効であ
るためには、値φ」は本発明の装置を介して打消すかあ
るいは実質的に減少させられるべき成分である重要な正
弦波成分を持たなければならないことが判るであろう。

制御可能な発振器７０は、人力信号に対する用途とブロ
ック６０のφｊ信号出力による分析の両目的のための信
号を提供する。制御される発振器７０の出力が受取られ
た信号における位相ジッターのＬな１１：、弦波成分に
反作用するよう使用されるので、発振器の中心周波数即
ち初期周波数は、もし位相ジッターの正弦波成分が既知
であれば、このような１：な１）ミ弦波位相のジッター
成分に対してできるだけ近くになるように選定ごれるこ
とになろう。

制御される発振器に対する出力は振幅および位相につい
て制御ブロック８０において修■・される。

制ｉＪ１装買８０の出力は、φｊの主な正弦波成分を減
少させるため受取った信号を修正するのに使用される。

制御装置８０の出力信号の伺加点は復調器における如く
に示されている。しかし、この付加−１帽よ、復調器よ
りも早いかあるいはｄい段階において付加することがで
きる。制御回路の作用は、このような付加点と判断素子
間で受取られた信号によりｉ−過する時間的ｉｌ′ｆ延
の妥当な程度の精度に対する判断に依存する。

伝送ごれな信号に対して付加された位相ジ。

ターは、イ台相ジッターの周波数成分と関連する割合で
データ信号の帯域を周波数において上ドにシフトさせる
如く発見的にモデル化が口ｒ能である。

従って実際においては、フィルタされ等化された受取っ
た信号は１寺間と共に変化する状態で僅かに胃なる伝送
特性を生じる。等化慕は、通常、この効果が受取られた
データ信号にケえる対応する（小さな）歪みの一部に従
い（即ち、適合し）、またこれを緩和するには余りにも
適合が遅過ぎる。この理由から、できるだけ多くの（又
は必要に応じて）レシーバにおけるフィルタ操作に先１
７って位相ジッターを補ＩＦすることが重要となる。従
って、データ・レシーバの各段において早期にジッター
を補ｉＥすることが本発明の目的である。このことは、
レジ−／＜の過程において非常にＩい時点において補正
を行なうフィードフォワード過程を使１０する米国特許
第４，０２７，２５０号に記載された引用の発明の場合
とは対照的である。

もし復調器からの信号の変調を分離することか望まれる
ならば、復調はブロックＢにおいて行なうことができる
。あるいはまた、帯域フィルタには歪みが牛しるため、
この信号がこのフィルタと遭遇する前の時点Ａにおいて
印加することもできる。点ＡまたはＢにおける印加は、
おそらくはコス日即ち構成の複雑さの増加を必要とする
であろう。

ブロック８０からの信号による受取った信号の修正の時
点（ブロック８０の出力の付加点とも呼ばれる）につい
ては、値φＪの計９のための伺加点からの「修正分析の
ぼれ」と呼ばれる遅れが制御される発振器回路の設計に
おいて重要である故に重′片となる。このような遅れの
主な要素は等化器内にあり、またある程度は低域フィル
タ内にある。

ｌｆｆｉｔＭ器７０の出力もまた、発振器の出力と位相
シ′ンターの値φ」との間の位相の差、振幅の差および
（好ましくは）周波数の差の分析のため分析器１００に
対し−（惧えられる。制御装置８０の出力により修正さ
れる如き受取られた信号は、制御装置８０による修正と
値φｊの計算との間で実質的に遅れを生じる。

従。て、νれ９０は値φＪとの比較のため使用される制
御される発振器７０の前記出力に導入されるか、このに
れは前に論述した修ＩＦの分析の遅れと等しい。以Ｆに
述べるディジタル・モードにおいて作動する本発明の望
ましい一実施態様においては、物理的遅延の使用は一連
のディジタル信号を装置８０に提供し、かつ所要の遅延
量だけ第１の信号と関連する第２の−・連のディジタル
信号を分析器１００に提供することにより避けられる。

遅延した発振器の信号は値ΦＪを表わす信号における如
く分析器１００に対して与えられる。分析器は１、遅れ
た発振器の信号を値φｊの持続する（遊移状態と対立す
る如き）成分と比較するように構成されている。このよ
うな分析の結果として、φｊの持続する成分を減少させ
るため制御される発振器の出力に対してなされるべき位
相および振幅の補正を表わす信号が制御装置８０に対し
てケえられる。制御装置８０は、値φＪの持続的な成分
を減少させる方向における分析器＋００からの信号に従
って制御される発振器出力を修正する。しかし、受取ら
れる信号に対する補ＩＥは修正またはイ・！加の時点と
補正信号の生成との間に受取られた信号により遭遇され
る時間間隔のため１確ではないことを知るべきである。

しかし、本発明の装置に関連する連続的な補正は、早い
ランダムな過渡的成分に対しては有効ではないが、位相
ジッターの持続的成分および正弦波成分に対しては有効
なものとなる。

実際問題として、もし発振器の周波数が値φＪの＋１−
弦波成分の周波数と大幅に異なるならば、分析器１００
からの位相および振幅信号により制御される発振器出力
を充分に修正することはある場合において困難となる。

従って、本発明のｔｌｆましい実施態様は、ｄれた発振
器信号とイ「（φｊとの間の周波数の差を判断する分析
器における手段を提供するもので、このような丁段はこ
のような差を減少するためその周波数をある程度変更す
るため制御された信号を発振器７０に対して提供するも
のである。従って、このような望ましい実施態様におい
ては、周波数の制御は周波数の差を減少させ、そして制
御装置８ｏに対する位相の補１１ミ信号によって実施さ
れなければならない周波数の制御量を減少するものであ
るや 第２図は、ディジタル・モードにおける本発明の望まし
い実施態様を示している。動作はディジタルやモードで
あるため、（回線は示さないが、ソースからの）ポー間
隔に対応するクロック信号は、アナログ、／デ２ｆジタ
ル・コンバータに続く演算ブロックに対して与えられる
。このように、ディジタル素（は各ブロックに示された
諸動作、例えば加算１乗算、後続のブロックに対する出
力を生じるため各クロックパルスの累積を実施する。第
２図における記号士は、それ等の人力におけるディジタ
ル情報に対して、おそらく対応する伝送されたディンタ
ル情報を各クロフク・パルスで判断する判断素子即ち検
出器（当業者において周知のもの）を表わしている。

復調器におけるクロック速度および等孔蓋までのクロッ
ク速度は、少なくともポー速度と同じ位大きいサンプル
速度のそれとなる。等孔蓋の右側および図面の下部にお
ける大きな点線で信号した領域に対する前記素子のクロ
ック速度はポー速度となる。

第２図においては、直角位相の変調されたデータイム送
システムのためのディジタル形態で構成されたレシーバ
と共に使用される本発明の好ましい一部で施態様が示さ
れる。この点線は本発明に対する改ｙ？を構成する回路
を含んでいる。

ｋｇ明の回路について記述する前に、第２図のフロック
の従来の作用について記述する。相手方の１．・計いト
ランスミンクからの回線信号は点Ａにおいてレシーバに
込り、ここでこの信号は帯域フィルタ１２において帯域
フィルタを掛けられ、町変利ｔ１増１１］器１６を介し
てアナログ／ディジタル・（Ａ／’Ｄ）コンバータ１４
に送られる。このＡ／Ｄコンバータ１４のディジタル出
力信号は自動利得制御回路（ＡＧＣ）１８を介してフィ
ードバックＳれ、この回路は更に、Ａ／Ｄコンバータ１
４の出力のＲＭＳレベルを調整するためｌ（変利得増「
１」器１６の利得を制御する。この受取った調整された
ディジタル化信号は１次に、以下において更に詳細に記
述する直交復調器を通過する。直交復調は、乗算器２２
における復調信号の正弦値により、また乗算器２４にお
けるこのような復調信号の余弦値によってコンバータ１
４の出力を乗算することにより行なわれる。乗算器２２
と２４の出力は低域フィルタ３２．３４においてそれぞ
れフィルタされ、この低域フィルタの出力は等化処理の
ためコンプレックス等孔蓋４２に対して送られる。等孔
蓋の等化された出力Ｘ′およびＹｏはそれぞれ判断素子
即ち検出器５２．５４に対して与えられる。判断素ｌ−
５２は入力信号Ｘ°に対しておそらく伝送された信号Ｘ
を判定し、後者をその出力側にり−える。判断素子５４
は１人力性号Ｙ°に対しておそらぐ伝送された信号Ｙを
判定して、その出力側において後者をり、える。加算器
５８．５８は、表示される信号に従って減η的に演算し
て、エラー信号ｅ＊−（Ｘ−Ｘ’）およびｅｙ＝（Ｙ−
Ｙ’）をそれぞれ計算する。

（エラー信号ｅｘおよびｅｙは通常、トランスミンクと
しう・−パ間の伝送媒体による線形的な歪み効果のいく
つかを除去するため図示しない回路により等孔蓋４２と
連続的に適合するよう使用される。）この時、判断信号
Ｘ、Ｙが本発明の論議には６貿ない他の装置、例えばデ
スクランブラ（ｄｅｓｃｒａｍ’ｂｌｅｒ　）　、並直
列コンバータ、デマルチプレクサＡ−を介してユーザに
対して送られる。

これもまた本発明の一部を構成しない５通常モータタイ
ミングの回復および搬送波周波数の確保のためのモデト
の−・部を形成しているディジタル・Ｌ・シームの如き
通常の面については図面には・ｒｌされていない。

＋ｔｉｉ　ｉｎｋの如く、本願の記述は、レシーバの通
常の装置〆１を通る如くディジタル・データが本装置を
介１２てクロックすることが可能であるようにデータの
タイミニフグおよびクロ・ンクーパルスが得られること
を前提としている。

しかし、次に、以下の実施態様に使用されているので搬
送波回復システムの一部について記述する。第２図にお
ける点Ｐにおいて信号φＣが与えられ、レジ−７への公
称搬送波周波数を作り出すため使用される位相増分を表
わす。別の位相増分信号φｐが加算器２１においてφＣ
と加算される。この位相増分φｐは、伝送場所において
使用される搬送波周波数に相応すべき受取った搬送波周
波数を調整するため便用される補正信号である。このφ
Ｐの起源は１Δに示さないが、これは本発明の作用と関
係がなく既に前に述べた公知の搬送波確保装置の−・部
であるためである。

Ｄにおける信号は、アキュ１、し・−夕２３の出カブラ
ス増分ｃｂｐおよびφＣからなっている。増分φｐおよ
びφＣの和は、　　ｌ−ラミ／スミ、夕により使用され
る如き適１トな搬送波周波数と厳密に対応する位相の増
分を表わす。アキュムレータＡＣＣ。

は、各位相が位相増分の前に累積されたンリーズに加え
られるように使用される。

本願に記述するディジタル・モートにおいては、Ｄにお
ける伝りはサーキュラルックアップテーブル２６．２７
に対して加えられる１つのアドレスとして作用し、ブロ
ック２８．２９の出力側においでそれぞれ復調搬送波の
正弦および余弦の値のら−ケンスを反射する１４号を生
じる。

」−記のものは１本発明の作動にとって必要な正規の白
゛角成分のデータ・レシーバの構成要素である。第２Ｖ
においては、；ｔＶ：器ブロック６２が信号Ｘ’　、Ｙ
’　、Ｘ、Ｙ、ｅｘ、ｅｙを受取るように接続きれ、Ｆ
記の残余位相ジッターを計算するように構成ごれている
。即ち、 φｊ　　＝　ｊａｎ−’　　（ｅｘ　Ｙ’　−ｅｙＸ’
　）　／（ＸＸ’　＋ＹＹ’　） （川ｔ＋ｈ　ｒ残余Ｊとは、以ドに記述する本発明の回
路による補ｌ―の後の位相ジッターを意味する。）萌建
の如く、本発明はφｊの１又はこれ以にの正−；ヲ岐成
分の低減に関し、この成分の各々はド式に・１＼す形式
を有する。即ち、 小ｊの’ｉＥ弦波成分＝Ａ、　ｓｉｎ　　（ｗ、　ｔ＋
φ１）但し、Ａ１は振幅を表わし、　　　　　　　　）
（Ｗｔ　ｔ＋φ１）は位相を表わし、）＊ｗ１は１秒当
りの寥径の頻度を表わす　　　）零位相ジッターのこの
ようなＩＦ弦波成分に関するこのよう番二、もし受取っ
た信号が伝送中少量のＩＦ弦波状の位相ジッターにより
陽乱された場合であって本発明による回路が存在しない
と、φｊは最初は擾乱イ☆相ジニ２ターと同じ周波数で
ありかつ擾乱位相ジッターの振幅と比例する振幅を有す
る計数化された正弦波である附記ニジたＬ成分を有する
ことになる。（ｆＬ弦波状の位相ジ・リターか小さいと
いう要件は、大きなシンターが判断素子５２．５４にお
ける判定のエラー回数を増加して本発明のイ］効性を損
なうためである。一般に、如何なる理由でも判定のエラ
ーの高い頻度で生じる時には、本発明は有効ではなく、
このような場合にはφＪの計算は不市確となる。） 本発明の目的は、残余の位相ジッターφＪの振幅を実質
的に低減し、従ってこのような位相ジッターによる素子
−５２，５４において生じる可能性のある判定エラーの
頻度を低減するレシーバにおける反作用の（ｃｏｕｎｔ
ｅｒａｃｔ）位相ジッターの提供にある。本発明の回路
により生しる反作用の位相シンターは、加儂器２５に対
して加えられる位相増分信号φｋにおいて実施される。

このように、この位相増分φには、それぞれブロック２
８．２９の出力側に現われる直角成分の正弦および余弦
の信号をもたらす結ＩＪＩ、となる復調搬送波値をルッ
クアップするために使用されるアドレスを正弦波的に（
、ｌ数比され）Ｉｔめたり〃らせることにより直交復調
搬送波の位相を復調するの。

残余位相ジッターφＪは■Ｅ確に計算する必要はないが
、−μ本発明の回路が作動状態になると、φＪは比較的
小さくなる傾向をイｆし目一つこのように近似化できる
から、弔に近似化することもできることが判った。例え
ば、−ド式を用いると使用に充分であることが判った：
即ち、 φｊ　　　＝　　Ａ−Ａ３／３ 但し、　（ｅｘ　Ｙ’　−ｅｙ　Ｘ’　）／（ＸＸ’　
　＋ＹＹ’　） 多くの用途において、それぞれＸＸ’　、ＹＹ’の代り
にＸＸ、ＹＹを代入する如く性能の低ドもほとんどなく
更に簡素化がＯｆ能であり、また当業者にとって明らか
である他の形式の近似状を用いることができる。

本実施態様は、位相シンターの主な正弦波成分がしば°
しば、−力ではレシーバが米国とカナダのどちらにある
か、あるいは他方では英国にあるかに従って、約８０Ｈ
ｚかあるいは約５０Ｈ２の周波数を有する状＃二を取扱
うものである。加算器６４およびアキュムｌ／−夕８６
を含む発振器が設けられている。

５５Ｈ２の正弦および余弦のディジタル値信号の発生に
適する６０Ｈｚまたは５ＧＨｚの周波数とｉｆｉ遇する
場合は、加算器６４に与えられる位相増分φＲが選択さ
れ、従って加算器６４の出力信号Ｆは最初（即ち、以下
に記述する回路による修正の前に）、「ル・ングアップ
」テーブル６日、７４をルックアップして信１・＋Ｇお
よびＨとして出力側に現われる５５Ｈｚの正弦および余
弦の値となる。アキュムレータ６６はｍａｄ２ｒｒとな
り、従ってその値がルックア、ブチ−プルをアトし・ス
指定するため３６０°に等しい値を通過する時、これは
再び零から開始する。このことは、無論、アキュムレー
タ２３にも該当する。乗算器７６における（信号Ｉによ
る）および乗算器７日における（信号Ｊの値による）各
乗算の後、および加儂器８２における加算の後、信号Ｇ
およびＨは前にし１〜べた信号φｋを形成する。

市調段階（補正信号が受取られた信号に加えられる望ま
しい実施態様における場所である）とφＪの形成との間
で受取られた信号はかなりの遅れを生じる。このような
遅れの主な成分が等化器内に合作する。従って、残余の
位相ジッターφＪとのクロス−相１７相関のため加算器
８４の出力と対応する５５Ｈｚの信号を生じる際に対応
する遅延を生じ、て、更にφｋを生じるため使用される
信号ＩおよびＪを形成することが必要である。加算器６
４の出力を実際の遅れ（アナログ争モードにおける５５
Ｈｚの発振器の出力において生じる如き）にわたってク
ロス−相１ｆ相関回路に伝送ることがＯｆ能であるが、
ディジタル・モードにおいては異なる方法においてこの
遅延を生じることが更に有効であることが判った。クロ
ス−相１１ツ相関に対する正弦波）Ｍ波数の成分に対す
る時間的遅延の同値が、所望の′Ｎ！延煽と周波数の双
方に比例する位相のどれ（信’ｉｆＧおよびＨに対する
）を生じることになる。

この位相の遅れは、加算器６４の出力と共に加ａ器８４
に対して付加される値ＤＥＬにより表わされる値である
。この値ＤＥＬは、加算器８４の出力りが榎調の乗算器
２２と２４と６２におけるφＪの形成との間の時間的遅
延量だけ加算器６４の出力Ｆを遅らせる。

９！ましい実施態様においては１両方の加算器６４．８
４により表わされる周波数に対してその生成について末
だ説明しない信号Ｋにより相関処理が行なわれることに
なる。信号には、加算器８４においてこの和に関して減
ｑもしくは加算されるべき山もしくは負の値でよい。加
算器８４と６４間の位相のずれは、ＩＦ弦および余弦の
値について「索引」テーブルをアドレス指定するため使
用されるアト１フヌのシフＩ・焔を表わす。

信号にはまた、擾乱する位相ジッターの周波数を更に厳
密に近似化するようにＯＲにより判定される如き」ト規
の周波数を調整するように作用する」ル°５合に、加遵
器６４に対する人力として使用されることが判るであろ
う。

加１１．器８４からの信号りは、それぞれテーブルｓＬ
３．８８を索引するため使用され、出力において加τ７
器８４の位相イ１＾と対応する余弦および正弦の値を７
＋しる。ブロック８６の余弦値の出力は、同時に存在す
るφ」の値により乗算器９４において乗算される６ブロ
ンク８８の正弦値の出力は１乗算器９Ｂにおいて同時に
存在するφＪの値により乗算される。

乗η−器９４および９６の出力はそれぞれ平均される。

乗′ｑ器８４の出力の１Ｌ均化は、乗算器９４の出力を
加算器９８の出力のフィードバック部分に対して加算す
る加算器９８によって行なわれる。このフィードバック
は、一方では遅延装置１０４におけるｌポーの加算器９
日の出力の遅れと、遅延装置１０４の出力の値に＋（ｋ
＋はｌより小さな正数）だけの乗法−ｒ−を含む。類似
のモ均化操作は、加算器１０２に対する遅延装置１０Ｂ
およびフィード／臂・り乗算器１０７により行なわれる
。加算器９８のそのフィードバック回路による作用は、
乗算器８４に対する２つの人力間の異なる周波数を通過
させて乗算器９４に対する入力の和の如き比較的高い周
波数を対比的に減衰させるため低域フィルタに旬、える
ことである。無論、ある場合には、異なる周波数が零の
周波数に関して大きく減衰されることもあり、各回路は
依然として有効に機能することになる。同様に、加算器
１０２のそのフィード／−２２回路による効果は、乗算
器９６に対する２つの込力間に異なる周波数を通過させ
て、反対側の加算器９８における如く、乗ｑ器８８に対
する入力の和の如き比較的高い周波数を対比的に減衰さ
せることであり、ある１２１合には、加算器１０２およ
びその回路により通過される異なる周波数が零周波数に
関して大きく減衰されることもあり、本回路は依然とし
て有効に機能す、ることになる。このようなディジタル
低域フィルタについてのこれ以−１−の内容については
、ＭｃＧｒａｗ　Ｈｉｌ１社刊行のＡｎｄｒｅａｓ　Ａ
ｎｔｏｎｉｏｕ″Ａ「ディプタル・フィルタの分析およ
び構成」を参照されたい。本文に述べた乗算および平均
化の効果は、イト弦および正弦の各信号の近似的な相互
相関状態にΦ」位相のジッター信号を提供して信号Ｍお
よびＮを生しることである。信号ＭおよびＮは、加算器
６４の出力に対する所費の補正を近似的に表わすベクト
ルを規定して、ゼな正弦波成分を低減することにより残
余の位相ジッターφ」を低減させる。信ｆ＋　Ｍおよび
Ｎは、次に、それぞれアキュムレータ１０８　、１１０
に対して加賀される。この累算された出力は信号Ｉおよ
びＪである。信号工およびＪは、ＧおよびＨがφｊと比
例する時間となるように適当に遅延させられた、正弦お
よび余弦の信号ＧおよびＨ（ブロック８６と８８の出力
側においてその遅延された形態で示されたＧＤおよびＨ
Ｄ）によるφｊの相互相関状態を表わしている。このよ
うなＩおよびＪは信号ＧおよびＫの量と同じと考えるこ
とができ、これは加算によりφｉを形成するため用いら
れる。このように、イβを十Ｇの東１γ器７６における
信号■の値による乗算、信号Ｈの乗算器７８における信
号Ｊの値による乗算は、加算器８２において加算される
積を生しる。加算器８２の出力は、チャネルにより生じ
る位相ジッターと反対の方向における加算器８２の出力
において位相ジ・ンターを生じて、φＪの低減を結果と
して生じるように用いられるφＪである。

以下において説明する別の信号Ｋを生じることなく、こ
れまで記述した本発明のシステムは、（５５Ｈｚの公称
基準周波数の調整を行なうことなく）（１およびＪを連
続的に変化させて６０Ｈ２または５０Ｈ２のいずれかで
生じる位相ジッターの低減を生じることになる。このよ
うに、制御される発振器の位相を補１卜する（以下に記
述する如きその基本周波数を制御することなく）回路は
本発明の範囲内に含まれると考えられる。

しかし、これまで本文に述べたシステムは、発振器の周
波数および位相ジッターの主な成分との間のこのような
差（５Ｈｚ）が存在する時打消す能）Ｊが制限される。

これは、関−リ゛するフィードバック・ループの応答の
遅さによるものである。このＩｓ’、、答は、このルー
プにおける長い時間的遅延（主として等止器による）の
故に必然的に遅くなる。

このような遅延時間は、典型的には、１５の判断サイク
ル（ボー）を越えることになる。かかる用途の１つにお
いては、この遅延城は約４４ポーの値を４１し、実時間
単位では１８．Ｌミリ秒となる。他の位相シフト（アキ
ュムレータにおいては９０°、またディジタル低域フィ
ルタにおいては９０°よりもやや少ない）と共に、前記
ループの位相シフトか１８０°を越える全ての周波数に
おいてループの利得が１よりも小ごくなるように使用で
きる場合よりもループの利得を制限するこの遅延と相当
する位相シフトが存在する。ループの利Ｃ）に対するこ
のような制限は、未発明の全ての実施Ｅ；様に対し−（
妥当し、中に記述する望ましい実施７Ｍ　Ｂに対しての
み家出しない。

、（ソステムの作用は、公称基準周波数（本例における
５５Ｈｚ）をｅＯＨｚ　（または５０Ｈｚ）における擾
乱位相ジッターの周波数に更に近い値まで調整するため
信すを生成することにより改善することがてきる。これ
は、イ〆ＢＮＪ−ＭＩ）か周波数誤差に依存する信号０
を形成する第３図に示される如き、ベクトル■、Ｊおよ
びＭ、Ｎの相１１ｉの積を形成、することにより達成さ
れるのである。

信号Ｋにより表わされる前記のベクトル■、ＪおよびＭ
、Ｎの相ＦＩ：の積は、周波数誤差に依存するものであ
ることが判り、過渡的な変動を除いて、−・般に値には
制御される発振器の周波数およびφ１の周波数の間の周
波数差の増減と共に増減するということができる。

図、・■＼の如く、この相η［の積は、乗算器１１２に
おいで（ｌｒｊ　ＮとＪを乗ｑし、乗算器１１４におい
てＭと工を乗算し、加算器１１８においてその結果を加
算することにより形成される。（積ＭＸＩは負の符−：
を（・ｊして加初−される。）加ａ器１１６の出力はア
キュムレータ１１日において累τＪされ、出力には加′
Ｑ器６４の周波数の差を減してφ」を形成する方向に加
算器６４に対して加算される。

回路が作動中でありかつ前記ループが静市状態し−ある
時、信号には周波数出力の加算器６４に対して′ｔえら
れる基準周波数を実質的に補ｊＦすることになる。この
ような補−ｌ：処理の結果もまた加算器８４に１１しる
（この加′４７．器は加算器６４の出力を受取るため）
。このように、加算器６４に対して加えられる信号には
加算器６４と８４の双方の出力を変化させる。しかし、
φｋにおいて反映される加算器６４からの前記の変化し
た周波数は、主な信り経路（ｔｑｔ＋ち、フィルタ３２
〜３４およびイコライザ４２を経る）における変化した
位相を有することになる。

この状ｊ１：を補償するため、信号にはまた加算器８４
に対して加えられて加算器８４の出力の位相における変
化を生じるのである。

図示した回路の一変更例として、加算器１１［ｉの出力
Ｏは、イ１１′、ｉ（Ｉ’＋１２）（アキュムレータ１
０８と１１０の出力のゾ乗）を計ｑすることにより、ま
た除′３′Ｊ器１１７においてず〆１（Ｉ２＋Ｊ２）で
加算器１１６の出力を除算することによりＩＦ規化する
ことができる。この正規化された信号は更に演算を行な
うことを代償にして史に良好なループ確保性能を提供す
るものであることか判った。ある′実施例において、も
しくＩ２＋Ｊ２）が予め定めた小さな定数値よりも小さ
ければ、これは本による除ｑを避けるため正の定数で置
換される。

補正信号Ｋか加算器８４と８４に対する人力において異
なるように所要の大きさにすることができる場合には、
所要の補ＬＥ速度が得られる。

ちし位相ジッターの２つの市弦波成分が打消されるべき
場合、第２図のド方の点線領域のものと対１イ３する２
つの回路が設けられ、その各々には加′（′Ｊ、器６４
．８４において実施された発振器が設けられ、かつその
各々は打消されるべき位相シンターの１１：弦波の１つ
を近似化する公称周波数を有する。その各）・１マ前述
の如く残余の位相ジッターφＪと比較され、補正信号（
各々が第２図のＯｋと対応する）が復調搬送波の発振器
の加１フ器２５にケ、（シて加えるため加算される。

未発明の回路においては、非常に広い周波数範囲（２５
乃至２５０　Ｈｚの如き）の使用を包含することか望ま
しい時、信号Ｋが必要とされることになろう。また、こ
のような場合においては、低域フィルタ１０４と１０６
における因数に１が最も低い周波数（本例においては、
５０Ｈｚにおける実質的な減衰効果を有する）において
作動するように適当に選カ、′されるよう注意されるべ
きである。このような低域フィルタはまた、ループ内の
他の構成要素と関連して、ループ全体が安定することを
確保し、かつ判定のエラーのある低い周波数に対して保
〜護するように構成されることになる。

この最も低い周波数が零周波数に接近する時、減衰を心
安とする領域もまた零周波数に接近し、このため本発明
が零付近の位相ジッター周波数においては良りｒに作動
し得ないことが判るであろう。（このことは、非常に低
い周波数の位相ジッターが信号Ｏｐ　　（第２図参照）
により補償できない（本文においては説明しない）ため
、全く妥当する。）。非常に広い周波数範囲を含むべき
時有利である他の特許は、ループ利得が零の周波数にお
いて本となり他の周波数においては有限値となるように
周波数と比例させることである。これは、例えば、信号
φ」を適当に定数×信号にで乗じることにより達成でき
る。このような乗ηは、乗算器９４と９６においてＧＤ
およびＨＤによりブロック６２とφＪの乗算の間で行な
うことができる。：が数は、問題となる帯域内のある周
波数において所要の利得を得るように、またループの安
定１！Ｉ、″を確保するように訳定されるのである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による回路を示す概略図、および第２図
はディジタル・モードにおける本発明の−’、ｔ＜　Ａ
ω１態様を示す図である。 １０・・・・化成フィルタ兼自動利得制御装置、１２・
・・帯域フィルタ、１４・・・Ａ／Ｄコンバータ、１６
・・・Ｉ’ｒ　ｆ　利ｆｌＩ増ＩＪ器、１日・・・自動
利得制御回路、２ｏ・・・復調器、２１・・・加算器、
２２・・・乗算器、２３・・・アキュムレータ、２４・
・１に算器、２５・・・加算器、２６．２７・・・循環
索引テーブル、２８．２９・・・ブロック、３ｏ、３２
．３４・・・低域フィルり、４ｏ、４２・・・等化器、
５ｏ、５２．５４・・・判断素子、５１（、５８・・・
加算器、６ｏ・・・プロ、ンク、６２・・・演算ブロッ
ク、６４・・・加算器、６６・・・アキュム１７・−タ
、６８・・・索引テーブル、７０・・・発振器、７４・
・・索引テーブル、７６・・・乗算器、７８・・・乗ａ
、器、８ｏ・・・制御ブロッ先８２．８４・・・加■器
、８６．８８・・・テーブル、９４．９６・・・乗算器
。 ９８・・・加算器、１ｏｏ・・・分析器、１０２・・・
加算器、１０４　、　１０８・・・遅延装置、１０７・
・・フィードバック乗算器、１０８．１１０−７＋ユム
レ−り、１１２．１１４−・・乗ａ］器、＋１６・・・
加算器、１１７・・・除算器、１１８・・・アキ、ムレ
ーク。 特許出願人　イーニスイー書リミテッド′２１−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ｌ１通信チャネルの受信器において伝達された一律の信
   号における位相ジッターの成分を低減するための装置に
   おいて、 第１の発振信号を提供する手段上。 前記発振信号の位相に従って受取ったｔｆ号の位相を修
   正する手段と、 修正された受取り信号についておそらど伝達される信号
   を判定する手段と、 前記の受取った修正信号とおそらく伝達される信号との
   間のおおよその位相角度を表わす信号を生じる手段と、 前記の第１の発振信号と対応するもこれに対して前記の
   修正および判定の間の遅延量と略々対応する裡延闇だけ
   遅れた第２の発振信号を提供する子役と、 ｉｉＩ記の位相角度信号と前記第２の発振信号との間の
   位相差を表示する信号を提供する手段と、前記の位相角
   度信号を低減する方向に前記の友、１＜信号に従って前
   記第１と第２の発振信号を修１）才名手段とを具備する
   ことを特徴とする装置。 ２　、　＋ｉｉｉ記の位相角度信号と前記第２の発振信
   号との間の周波数の差を表示する信号を提供する手段と
   、 １１１記の周波数の差を低減する方向に前記の周波数差
   を表示する信号に従って前記第１と第２の発振信号を修
   正する手段と具備することを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の装置。