JPS5962256A - ０−π位相変調器 - Google Patents
０−π位相変調器Info
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- JPS5962256A JPS5962256A JP17304782A JP17304782A JPS5962256A JP S5962256 A JPS5962256 A JP S5962256A JP 17304782 A JP17304782 A JP 17304782A JP 17304782 A JP17304782 A JP 17304782A JP S5962256 A JPS5962256 A JP S5962256A
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- phase modulator
- modulated wave
- diode
- phase
- wave signal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2035—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using a single or unspecified number of carriers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はデータ伝送において、２進符号″′０″、“ｌ
″′の符号に対応して極性が正負に反転する変調波信号
の極性に応じて、搬送＄信号の位相を０かπかに切換え
て伝送する０−π位相変調器の改良に関する。
″′の符号に対応して極性が正負に反転する変調波信号
の極性に応じて、搬送＄信号の位相を０かπかに切換え
て伝送する０−π位相変調器の改良に関する。
従来、この種の０−π位相変調器として第１図に示され
ているものが用いられている。
ているものが用いられている。
すなわち、１８０″ノ・イブリッドと称されるノ・イブ
リッドトランスＴと、スイッチングダイオードＤ、、Ｄ
、とを有し、ノーイブリッド）・ランスＴは、第１図の
ような極性で互いに直列に接続された１次コイル１およ
び２と２次コイル３よりなり、１次コイル１および２の
両端および両コイルｌ。
リッドトランスＴと、スイッチングダイオードＤ、、Ｄ
、とを有し、ノーイブリッド）・ランスＴは、第１図の
ような極性で互いに直列に接続された１次コイル１およ
び２と２次コイル３よりなり、１次コイル１および２の
両端および両コイルｌ。
２の接続点からそれぞれ入力端子４，５および６が導出
され、また２次コイル３０両端から１対の出力端子７お
よび８が導出されている。入力端子４と接地との間には
スイッチングダイオードＤ、がそのアノード側を接地側
として接続され、また入力端子５と接地との間にし゛よ
スイッチングダイオードＤ、が、ダイオードＤ、とは逆
に、カソード側馨接地側として接続されている。
され、また２次コイル３０両端から１対の出力端子７お
よび８が導出されている。入力端子４と接地との間には
スイッチングダイオードＤ、がそのアノード側を接地側
として接続され、また入力端子５と接地との間にし゛よ
スイッチングダイオードＤ、が、ダイオードＤ、とは逆
に、カソード側馨接地側として接続されている。
搬送波入力端子９は入力端子６に直接２接続され、変調
波入力端子１０は低域通過特性を示す回路１１Ｙ介して
入力端子６に接続されている。出力端子７および８間に
は負荷１２が接続され、一方の出力端子８しま接地され
ている。
波入力端子１０は低域通過特性を示す回路１１Ｙ介して
入力端子６に接続されている。出力端子７および８間に
は負荷１２が接続され、一方の出力端子８しま接地され
ている。
以上が従来の０−π位相変調器の構成であるが、このよ
うな構成において、搬送波入力端子９と接地どの間に正
弦波である搬送波１８号を印加した状態で、変調波入力
端子ｌＯと接地との同に２進符号”ｏ”、“１″の符号
に応じて極性が正負に反転する直流信号たとえば複流を
変調波信号として印加した場合、変調波入力端子ｌＯが
接地に対して負電子ｆであれば、スイッチングダイオー
ドＤ、が導通してハイブリッドトランスＴのコイル１に
実線で示す方向に搬送波信号電流工、が流れ、したがっ
てコイル３から出力端子７’ｔ ｊｒｎり負荷１２に向
う実線で示すような出力電流工、が負荷１２に流れ、ま
た、変調波入力端子１０が接地に対して正電位となれば
、スイッチングダイオードＤ２が４通しでハイブリッド
トランスＴのコイル２に破綜で示す方向に搬送波信号゛
厄流工、が流れ、したがって負荷１２かも出力端子７￥
通りコイル３に向う破線で示すような出力電流１番が負
（＃（１２に流れる。以上の説明で明らかなように、負
荷１２に流れる被変調波信号は、搬送波（Ｎ号の位相が
直流信号である変調波信号の正負の極性て応じて０ま工
はπｔＣ切換えられた信号１°なわち１８ｏ０の位相差
を有する信号であり、０−π位相変調器として動作する
ものである。
うな構成において、搬送波入力端子９と接地どの間に正
弦波である搬送波１８号を印加した状態で、変調波入力
端子ｌＯと接地との同に２進符号”ｏ”、“１″の符号
に応じて極性が正負に反転する直流信号たとえば複流を
変調波信号として印加した場合、変調波入力端子ｌＯが
接地に対して負電子ｆであれば、スイッチングダイオー
ドＤ、が導通してハイブリッドトランスＴのコイル１に
実線で示す方向に搬送波信号電流工、が流れ、したがっ
てコイル３から出力端子７’ｔ ｊｒｎり負荷１２に向
う実線で示すような出力電流工、が負荷１２に流れ、ま
た、変調波入力端子１０が接地に対して正電位となれば
、スイッチングダイオードＤ２が４通しでハイブリッド
トランスＴのコイル２に破綜で示す方向に搬送波信号゛
厄流工、が流れ、したがって負荷１２かも出力端子７￥
通りコイル３に向う破線で示すような出力電流１番が負
（＃（１２に流れる。以上の説明で明らかなように、負
荷１２に流れる被変調波信号は、搬送波（Ｎ号の位相が
直流信号である変調波信号の正負の極性て応じて０ま工
はπｔＣ切換えられた信号１°なわち１８ｏ０の位相差
を有する信号であり、０−π位相変調器として動作する
ものである。
ところで、第１図に示された０−π位相変調器において
は以下に述べるような問題点がある。
は以下に述べるような問題点がある。
いま搬送波入力端子９を（１）、出力端子７Ｖ（２１と
して第２図に示すよりなＳパラメータＳＨ’ｒ：考える
とＳ１スイッチングダイオードＤ、、Ｉ）２０間に／Ｉ
￥性のバラツキがなく、従ってダイオードＤ、、Ｄ２の
変換損り１互いに等しい理想的な状態であれば、第２図
の線分ａのように、零点０がチャードの中心点と重なり
、ダイオードＤＩｌＤ２の出力？あられすＩＢＩ 、
ＩＡＩ が互（Ｓに等しくなるが、実際にはダイオード
Ｄ１．Ｄ、の間には特性のバラツキがあり、したがつ−
ＣダイオードＤ、、Ｄ２の変換Ｊｊ”ｌ ｂ’−異なる
ので、第２図の線分すのように、零点０がチャートの中
心点より偏位し、かつダイオードＤ、、Ｄ、■出力乞あ
られ丁Ｂ、Ａが互いに等しく ７”、ｒる。
して第２図に示すよりなＳパラメータＳＨ’ｒ：考える
とＳ１スイッチングダイオードＤ、、Ｉ）２０間に／Ｉ
￥性のバラツキがなく、従ってダイオードＤ、、Ｄ２の
変換損り１互いに等しい理想的な状態であれば、第２図
の線分ａのように、零点０がチャードの中心点と重なり
、ダイオードＤＩｌＤ２の出力？あられすＩＢＩ 、
ＩＡＩ が互（Ｓに等しくなるが、実際にはダイオード
Ｄ１．Ｄ、の間には特性のバラツキがあり、したがつ−
ＣダイオードＤ、、Ｄ２の変換Ｊｊ”ｌ ｂ’−異なる
ので、第２図の線分すのように、零点０がチャートの中
心点より偏位し、かつダイオードＤ、、Ｄ、■出力乞あ
られ丁Ｂ、Ａが互いに等しく ７”、ｒる。
第３図は２個の０−π位相変調器ｐ、、ｐ２をもって溝
或された４相位相変調器ケブロック図で示したものであ
るが、搬送波入力端子１３より入力された搬送波信号は
９０°分配器１４ン経て０−π位摺変調器Ｐ、、Ｐ２に
それぞれ加えられ、端子１５および１６よりそれぞれ変
調＄−＋＝号が印加されることにより、０−π位相変調
器Ｐ１゜Ｐ、より互いに位相の９０ｃ′異なる被変調波
信号が出力され、同相合成器１７によって合成されて被
変調波出力端子１８より第４図のベクトル図に示されて
いるような合成された４相の被変調波信号が得られる。
或された４相位相変調器ケブロック図で示したものであ
るが、搬送波入力端子１３より入力された搬送波信号は
９０°分配器１４ン経て０−π位摺変調器Ｐ、、Ｐ２に
それぞれ加えられ、端子１５および１６よりそれぞれ変
調＄−＋＝号が印加されることにより、０−π位相変調
器Ｐ１゜Ｐ、より互いに位相の９０ｃ′異なる被変調波
信号が出力され、同相合成器１７によって合成されて被
変調波出力端子１８より第４図のベクトル図に示されて
いるような合成された４相の被変調波信号が得られる。
この場合、０−π位相変調器ｐ、、ｐ２が第２図の線分
ａのような特性を有していれば、得られる合成波は正確
に９０″の位相差を有する。しかしながら、Ｏ−π位相
変調器ｐ、、ｐ、が第２図の線分すのような特性を有す
るため、第５図のベクトル図に示されているように、９
０ｃ′の位相差を有する合成波が得られず、また搬送波
信号の漏洩が大きくなり、変調特性が悪化するので、こ
のような４相位相変調器をＰＣ３Ｍ回線に用いた場合、
誤り率を著しく劣化させ、その通信品質を悪化させるこ
とになる。したがって、ダイオードＤ１．Ｄ、の特性の
バラツキを無視しうる程度に小さくすれば良いことは明
らかであるが、特性のバラツキのないダイオードＤ、、
Ｄ。
ａのような特性を有していれば、得られる合成波は正確
に９０″の位相差を有する。しかしながら、Ｏ−π位相
変調器ｐ、、ｐ、が第２図の線分すのような特性を有す
るため、第５図のベクトル図に示されているように、９
０ｃ′の位相差を有する合成波が得られず、また搬送波
信号の漏洩が大きくなり、変調特性が悪化するので、こ
のような４相位相変調器をＰＣ３Ｍ回線に用いた場合、
誤り率を著しく劣化させ、その通信品質を悪化させるこ
とになる。したがって、ダイオードＤ１．Ｄ、の特性の
バラツキを無視しうる程度に小さくすれば良いことは明
らかであるが、特性のバラツキのないダイオードＤ、、
Ｄ。
を選択−「るのは容易でなく、また、第１図に示された
０−π位相変調器においてはダイオードＤ、、Ｄ２の動
作状態を監視することが容易でなく、そのため保守点検
が困難であるという欠点があった。
０−π位相変調器においてはダイオードＤ、、Ｄ２の動
作状態を監視することが容易でなく、そのため保守点検
が困難であるという欠点があった。
本発明は、上述した点にζＧみ、０−π位相変調器にス
イッチングダイオードの特性のバラツキを補正する回路
を設げることにより、位相変調器の搬送波漏洩を防止し
て変調特性を向上させ、併せてスイッチングダイオード
の動作状態を監視しうるようにした新規なＯ−π位相変
調器を提供することを１」的とする。
イッチングダイオードの特性のバラツキを補正する回路
を設げることにより、位相変調器の搬送波漏洩を防止し
て変調特性を向上させ、併せてスイッチングダイオード
の動作状態を監視しうるようにした新規なＯ−π位相変
調器を提供することを１」的とする。
このため、本発明においては、０−π位相変調器（／Ｃ
２個のスイッチングダイオード間を直流的に分離する手
段と、これらスイッチングダイオードにそれぞｊし分圧
された変調波信号を印加する手段とを設けることにより
上記目的を達成した。
２個のスイッチングダイオード間を直流的に分離する手
段と、これらスイッチングダイオードにそれぞｊし分圧
された変調波信号を印加する手段とを設けることにより
上記目的を達成した。
（発明の実施例〕
第６図は本発明に係る０−π位相変調器の第１の実施例
を示し、第１図との対応部分には同一符号を伺しである
が、第６図においては、スイッチングダイオードＤ、の
アノードおよびり。
を示し、第１図との対応部分には同一符号を伺しである
が、第６図においては、スイッチングダイオードＤ、の
アノードおよびり。
のカソードが直接接地されずに搬送波に対して低リアク
タンスを呈するコンデンサＣ１およびＣｔをブ１−シて
接地されている。またＲ、、Ｒ２よりなる抵抗分圧回路
１９およびＲ５，Ｒ，よりなる抵抗分圧回路２０が設け
られ、変調波入力端子１０と接地との間に与えられた直
流信号である変調波信号が抵抗分圧回路１９，２０を介
してそれぞれダイオードＤ１ とコンデンサＣ１との接
続点およびダイオードＤ２とコンデンサＣ７との接続点
に印加されるようになされている。
タンスを呈するコンデンサＣ１およびＣｔをブ１−シて
接地されている。またＲ、、Ｒ２よりなる抵抗分圧回路
１９およびＲ５，Ｒ，よりなる抵抗分圧回路２０が設け
られ、変調波入力端子１０と接地との間に与えられた直
流信号である変調波信号が抵抗分圧回路１９，２０を介
してそれぞれダイオードＤ１ とコンデンサＣ１との接
続点およびダイオードＤ２とコンデンサＣ７との接続点
に印加されるようになされている。
なお、２１．２２は低域通過特性を示す回路であり、ま
たハイブリッドトランスＴの入力端子６に一端が接続さ
れた低域通過特性を示す回路１１の他端は接地されてい
る。さらに、分圧抵抗Ｒ，，ＲＲの接続点および分圧抵
抗Ｒ３，Ｒ４の接続点からはそれぞれ低域通過特性な示
す回路２３、２４ Ｙ通じて端子２５．２６が導出され
ている。
たハイブリッドトランスＴの入力端子６に一端が接続さ
れた低域通過特性を示す回路１１の他端は接地されてい
る。さらに、分圧抵抗Ｒ，，ＲＲの接続点および分圧抵
抗Ｒ３，Ｒ４の接続点からはそれぞれ低域通過特性な示
す回路２３、２４ Ｙ通じて端子２５．２６が導出され
ている。
以上のような榴成において、変調波入力端子１０が接地
に対して正の電位であれば、スイッチングダイメートＤ
、が導通してハイブリッドトランスＴのコイル１および
コンデンサＣ８を通り、搬送波信号電流工、が流れ、ま
た変調波入力端子１０が接地に対して負の電位であれば
、スイッチングダイオードＤ２が導通してハイブリッド
トランスＴのコイル２およびコンデンサ０２に４般送波
信号電流工、が流れることにより、第１図の場合と同様
に負荷１２に互いに１８０゜の位相差ケ４イする被変調
波信号電流工、または工番カ流れ、０−π位相変調器と
しての機能が得られるものである。しかしながら、第６
図の場合、そのスイッチングダイオードＤ、、Ｄ、がそ
れぞれ搬送波イｇ号を通過させ直流箱；流を阻止するコ
ンデンサＣ１およびＣ２？：介して接地されているため
、スイッチングダイオード”Ｉ Ｉ Ｄ２間が直流的に
分離され、したかつて抵抗分圧回路１９および２（ｌて
よってそれぞれ適正な値に分圧された変調波信号をダイ
オードＤ、、Ｄ２に印加することかできる。ここでダイ
オードＤ、。
に対して正の電位であれば、スイッチングダイメートＤ
、が導通してハイブリッドトランスＴのコイル１および
コンデンサＣ８を通り、搬送波信号電流工、が流れ、ま
た変調波入力端子１０が接地に対して負の電位であれば
、スイッチングダイオードＤ２が導通してハイブリッド
トランスＴのコイル２およびコンデンサ０２に４般送波
信号電流工、が流れることにより、第１図の場合と同様
に負荷１２に互いに１８０゜の位相差ケ４イする被変調
波信号電流工、または工番カ流れ、０−π位相変調器と
しての機能が得られるものである。しかしながら、第６
図の場合、そのスイッチングダイオードＤ、、Ｄ、がそ
れぞれ搬送波イｇ号を通過させ直流箱；流を阻止するコ
ンデンサＣ１およびＣ２？：介して接地されているため
、スイッチングダイオード”Ｉ Ｉ Ｄ２間が直流的に
分離され、したかつて抵抗分圧回路１９および２（ｌて
よってそれぞれ適正な値に分圧された変調波信号をダイ
オードＤ、、Ｄ２に印加することかできる。ここでダイ
オードＤ、。
Ｄ、−＼の変調波入力レベルと変調出力との関係に注目
すると第７図のようになり、ダイオードＤ、、Ｄ２への
変調波入力レベル乞抵抗分圧回路１９および２０によっ
て適正な値に調整することにより、変調出力を’ａ；＋
ｊ御しうることが理解される。しＴこがって、抵抗分圧
回路１９の抵抗Ｒ，，Ｒ，の値および抵抗分圧回路２０
の抵抗Ｒ３゜Ｒ４の値を適当に選ぶことＶこより第２回
で説明した線分ａ、の状態が得られ、第６図のＯ−π位
相変調器を第３図の４相位相変調器に適用すれば、第４
図のような９０ｅの位相差を有する合成波を得ることが
できる。
すると第７図のようになり、ダイオードＤ、、Ｄ２への
変調波入力レベル乞抵抗分圧回路１９および２０によっ
て適正な値に調整することにより、変調出力を’ａ；＋
ｊ御しうることが理解される。しＴこがって、抵抗分圧
回路１９の抵抗Ｒ，，Ｒ，の値および抵抗分圧回路２０
の抵抗Ｒ３゜Ｒ４の値を適当に選ぶことＶこより第２回
で説明した線分ａ、の状態が得られ、第６図のＯ−π位
相変調器を第３図の４相位相変調器に適用すれば、第４
図のような９０ｅの位相差を有する合成波を得ることが
できる。
また第６図に示されている〇−π位相変調器の場合、ダ
イオードＤ、、Ｄ、の整流作用により、接地に対して負
の電圧が抵抗Ｒ，，Ｒ２の接続点Ｅに発生し、また接地
に対して正の電圧が抵抗Ｒ３１Ｒ４の接続点ＦＫそれぞ
れ発生し、搬送波信号または変調波４８号の入力レベル
が犬になるにしたがってこれら正負の電圧値も犬と１よ
るが、点Ｅにおける負電圧はダイオードＤ、乞オン状態
に移行せしめ、点Ｆにおけるｉ磁圧はダイオードＤＩを
オン状態に移行させて、ダイオードＤ１゜Ｄ、のスイッ
チング動作を劣化させるから、第２図における零点の変
動となり搬送波漏洩ン生じるが、一方の抵抗分圧回路１
９または２ｏの調整によって、端子Ｇを零電位に保つこ
とによって、ダイオードＤ１１Ｄ！間の上記のような相
互作用を阻止して搬送波漏洩を防止することｈ″−でき
る。
イオードＤ、、Ｄ、の整流作用により、接地に対して負
の電圧が抵抗Ｒ，，Ｒ２の接続点Ｅに発生し、また接地
に対して正の電圧が抵抗Ｒ３１Ｒ４の接続点ＦＫそれぞ
れ発生し、搬送波信号または変調波４８号の入力レベル
が犬になるにしたがってこれら正負の電圧値も犬と１よ
るが、点Ｅにおける負電圧はダイオードＤ、乞オン状態
に移行せしめ、点Ｆにおけるｉ磁圧はダイオードＤＩを
オン状態に移行させて、ダイオードＤ１゜Ｄ、のスイッ
チング動作を劣化させるから、第２図における零点の変
動となり搬送波漏洩ン生じるが、一方の抵抗分圧回路１
９または２ｏの調整によって、端子Ｇを零電位に保つこ
とによって、ダイオードＤ１１Ｄ！間の上記のような相
互作用を阻止して搬送波漏洩を防止することｈ″−でき
る。
なお、ダイオードＤ、、Ｄ、の整流作用にＪこり、点Ｅ
、Ｆにそれぞれ発生した負および正の電圧を、それぞれ
低域通過特性６示す回路２３および２４を経由して端子
２５および２６でそれぞれ監視することにより、ダイオ
ードＤＩｌ’ｈの入力レベルまたはダイオードＤ、、Ｄ
２の動作状態を監視でき、通信回線の運用時における保
守点検が容易になる。
、Ｆにそれぞれ発生した負および正の電圧を、それぞれ
低域通過特性６示す回路２３および２４を経由して端子
２５および２６でそれぞれ監視することにより、ダイオ
ードＤＩｌ’ｈの入力レベルまたはダイオードＤ、、Ｄ
２の動作状態を監視でき、通信回線の運用時における保
守点検が容易になる。
第８図は、本発明に係る０−π位相変調器の第２の実施
例を第６図との対応部分に同一の符号を付して示したも
のであるが、第６図の〇−π位相変調器がその・・イブ
リッド手段としてｌ・イブリッドトランスＴを備えてい
るのに対し、第８図においては、そのハイブリッド手段
がスロット線路２７．２８およびストリップ線路２９゜
３０よりなる分布定数線路Ｈである。この場合、２９は
基板３１の一方の面上に形成された搬送波入力用のスト
リップ線路、２７および２８は基板３１の反対側の面上
に形成されたスロツ）線路、３０は基板３１のストリッ
プ線路２９が形成された面上に形成された被変調波出力
用のストリップ線路、３２はアースパターンである。
例を第６図との対応部分に同一の符号を付して示したも
のであるが、第６図の〇−π位相変調器がその・・イブ
リッド手段としてｌ・イブリッドトランスＴを備えてい
るのに対し、第８図においては、そのハイブリッド手段
がスロット線路２７．２８およびストリップ線路２９゜
３０よりなる分布定数線路Ｈである。この場合、２９は
基板３１の一方の面上に形成された搬送波入力用のスト
リップ線路、２７および２８は基板３１の反対側の面上
に形成されたスロツ）線路、３０は基板３１のストリッ
プ線路２９が形成された面上に形成された被変調波出力
用のストリップ線路、３２はアースパターンである。
しかして、スロット線路２７および２８を通過する信号
の位相は、第８図の実線または破線で示されているよう
になり、ダイオードＤ、 、 Ｄ。
の位相は、第８図の実線または破線で示されているよう
になり、ダイオードＤ、 、 Ｄ。
の何れかの側を通過するかによって出力信号に１８０’
の位相差が得られるようになされているが、ハイブリッ
ド手段が分布定数線路Ｈであることを除いては、第６図
の場合と同様であるから詳細な説明は省略する。
の位相差が得られるようになされているが、ハイブリッ
ド手段が分布定数線路Ｈであることを除いては、第６図
の場合と同様であるから詳細な説明は省略する。
第９図は、本発明に係る０−π変調器の第３の実施例を
第６図との対応部分に同一符号を付して示したものであ
る。第６図００−π変調器がスイッチングダイオードを
ハイブリッド回路の端子とアース間に配したのに対し、
第９図においては、スイッチングダイオードを搬送波入
力端子とハイブリッド回路の端子間に配している。変調
波信号によりスイッチングダイオードＤ１ が導通して
搬送波信号電流工１が流れる時は、負荷側には工、の出
力電流が流れ逆にスイッチングダイオードＤ、が導通し
て搬送波信号電流ｘ、カ流れる時には、負荷側には工４
（７）出力電流が流れ０−π変調器として動作するもの
である。スイッチングダイオードの接続位ｔｔが異なる
ことを除いては第６図の場合と同様であるから詳細な説
明は省略する。
第６図との対応部分に同一符号を付して示したものであ
る。第６図００−π変調器がスイッチングダイオードを
ハイブリッド回路の端子とアース間に配したのに対し、
第９図においては、スイッチングダイオードを搬送波入
力端子とハイブリッド回路の端子間に配している。変調
波信号によりスイッチングダイオードＤ１ が導通して
搬送波信号電流工１が流れる時は、負荷側には工、の出
力電流が流れ逆にスイッチングダイオードＤ、が導通し
て搬送波信号電流ｘ、カ流れる時には、負荷側には工４
（７）出力電流が流れ０−π変調器として動作するもの
である。スイッチングダイオードの接続位ｔｔが異なる
ことを除いては第６図の場合と同様であるから詳細な説
明は省略する。
これらの実施例において、入力、出力端子な逆にする即
ち端子７を搬送波入力端子、端子９を変調波出力端子と
しても効果は同じである。
ち端子７を搬送波入力端子、端子９を変調波出力端子と
しても効果は同じである。
以上説明したよう忙、本発明Ｇてよれば、ダイオードＤ
１．Ｄ、の特性のバラツキによる変調器特性の劣化を容
易に補正でき、しかも特性の最適化が可能である。また
ダイオードＤ、、Ｄ２の動作状態の監視も容易である利
点があるので、工業的には製造コストの低減化と高性能
化に対応でき、また通信回線運用上保守点検が容易であ
るという利点がある。
１．Ｄ、の特性のバラツキによる変調器特性の劣化を容
易に補正でき、しかも特性の最適化が可能である。また
ダイオードＤ、、Ｄ２の動作状態の監視も容易である利
点があるので、工業的には製造コストの低減化と高性能
化に対応でき、また通信回線運用上保守点検が容易であ
るという利点がある。
第１図は従来の〇−π位相変調器の接続図、第２図は０
−π位相変調器のＳパラメータ特性をあられす図、第３
図は４相位相変調器のブロック図、第４図および第５図
はそのベクトル合成図、第６図は本発明に係る０−π位
相変調器の一実施例の接続図、第７図は変調波レベルに
対する変調出力をあられす線図、第８図は本発明の他の
実施例の接続図、第９図は本発明の更に他の実施例の接
続図である。 Ｔ・・ハイブリッドトランス、Ｄ、 、Ｄ、・・・ダイ
オード、ａ、 、ａ２・・・コンデンサ、９・・・搬送
波入力端子、１０・・・変調波入力端子、１１，２］、
、２２゜２３．２４ ・・・低域通過特性を示す回路
、１２・・・負荷、１９．２０・・・抵抗分圧回路、２
７．２８・・・スロット線路、２９，３０・・・ストリ
ップ線路、Ｈ・・・分布定数線路。 第１図 第３図 第４図 第５図 第６図 ０ （ 第７図 変幻］〉投入力１ぺ１し 第９図 Ｑ
−π位相変調器のＳパラメータ特性をあられす図、第３
図は４相位相変調器のブロック図、第４図および第５図
はそのベクトル合成図、第６図は本発明に係る０−π位
相変調器の一実施例の接続図、第７図は変調波レベルに
対する変調出力をあられす線図、第８図は本発明の他の
実施例の接続図、第９図は本発明の更に他の実施例の接
続図である。 Ｔ・・ハイブリッドトランス、Ｄ、 、Ｄ、・・・ダイ
オード、ａ、 、ａ２・・・コンデンサ、９・・・搬送
波入力端子、１０・・・変調波入力端子、１１，２］、
、２２゜２３．２４ ・・・低域通過特性を示す回路
、１２・・・負荷、１９．２０・・・抵抗分圧回路、２
７．２８・・・スロット線路、２９，３０・・・ストリ
ップ線路、Ｈ・・・分布定数線路。 第１図 第３図 第４図 第５図 第６図 ０ （ 第７図 変幻］〉投入力１ぺ１し 第９図 Ｑ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１．第２および第３の入力側端子と出力側端子とを備
えたハイブリッド手段と、上査第１および第２の入力側
端子に互いに接続極性を異ならせてそれぞれ接続された
第１および第２のスイッチングダイオードとを有し、上
記第３の入力側端子に搬送波信号電流を流し、かつ上記
第１および第２のスイッチングダイオードて極性が正負
に反転する変調波信号を印加して上記第１および第２の
スイッチングダイオードを選択的に導通させることによ
り、上記搬送波信号の位相が上記変調波信号の極性に応
じて０またはπに切換えられた信号を被変調波信号とし
て上記出力側端子より得るようになされた〇−π位相変
調器において、 上記第１および第２のスイッチングダイオード間を直流
的に分離する手段と、上記第１および第２のスイッチン
グダイオードにそれぞれ分圧された変調波信号を印加す
る手段とを具備することを特徴とするＯ−π位相変調器
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17304782A JPS5962256A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | ０−π位相変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17304782A JPS5962256A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | ０−π位相変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5962256A true JPS5962256A (ja) | 1984-04-09 |
| JPH0468817B2 JPH0468817B2 (ja) | 1992-11-04 |
Family
ID=15953221
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17304782A Granted JPS5962256A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | ０−π位相変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5962256A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6441348A (en) * | 1987-08-06 | 1989-02-13 | Maspro Denko Kk | Psk modulation circuit |
-
1982
- 1982-09-30 JP JP17304782A patent/JPS5962256A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6441348A (en) * | 1987-08-06 | 1989-02-13 | Maspro Denko Kk | Psk modulation circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0468817B2 (ja) | 1992-11-04 |
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