JPS598151B2 - 周波数変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は交流電動機の可変周波数制御等に用いられる
周波数変換装置に関する。

周知のように周波数変換器には電流形と電圧形とかあり
、特に交流電動機の可変周波数制御には回路構成が簡単
なこと、保護がしやすいことなどから電流形周波数変換
器が広く使用されている。

しかし、電流形周波数変換器の出力電流波形は１２００
通電の方形波状のため、位置決め制御や連続可逆制御等
の周波数制御範囲が広く要求される用途では、低い周波
数における電動機のトルク脈動が問題となつて来た。そ
のため、電圧形周波数変換器にパルス幅変調の技術を応
用して出力波形を正弦波に近づけることが行なわれてい
るが、交流電動機の過渡的なインダクタンスが非常に少
ないため変調周波数を高くしないと電流脈動が大となり
、高速スイッチング素子が必要となつたり、スイッチン
グ素子の電流容量が増大するなどの欠点があつた。また
、電圧形のため転流失敗時や負荷短絡時に低インピーダ
ンスの短絡回路ができるため、その保護方式等にも難し
さがあつた。この発明は上記事情に鑑み、主回路に平滑
リアクトルを挿入し電流リップルが少なく、転流失敗、
負荷短絡時にも保護が容易な電流形周波数変換器を使用
し、出力波形を正弦波状にした簡易的確な電流形固波数
変換装置を提供することを目的とする。この目的を達成
するため、本発明は、入力側に平滑リアクトルが接続さ
れた三相インバータと、この三相インバータを流れる負
荷電流の転流を制御する転流制御回路とを備え、前記負
荷電流の波形が略正弦波状になるように前記転流制御回
路により前記三相インバータをパルス幅制御する周波数
変換装置において、交流電流を整流しその整流電流を前
記平滑リアクトルを介して前記三相インバータヘ供給す
る整流回路と、この整流回路の出力電流を前記負荷電流
の周期のハの周期で山状をなしかつその山状の中心が前
記負荷電流の波形の中心と略一致するように脈動させる
電流制御回路とを設け、前記脈動電流の変化に応じて前
記転流制御回路によりパルス幅制御を行なうことを特徴
とする。

以下、添付図面を参照しつつ本発明を詳細に説明する。

先ず、この発明の正弦波電流出力のための原理を第１図
から第３図を参照して説明する。

第１図は電流形周波数変換器の例として電流形インバー
タを簡略化して示したもので、ＳＵＰ−ＳＷＰはサイリ
スタ、ＬＤは平滑リアクトルで転流回路等は省略してあ
る。また、直流電源側は可変電圧直流電源で、負荷とし
て誘導電動機１Ｍを示した。さらに、電流形インバータ
を従来の方式で制御した場合の第１図に示した各部の電
流波形を第２図に示す。ＩＤは直流電源電流であり、Ｉ
ｕ，Ｉ，Ｗはそれぞれ負荷電流である。ここでは転流重
なり期間が生じている状態を示す。また、この発明の原
理で電流形インバータを制御した場合の各部の波形を第
３図に同様に示す。ここにおいて、従来の方式との相違
は転流重なり期間が負荷電流周期の％、電気角６『とな
り、その間の電流変化か正弦波状となつているとともに
、直流電流Ｄも正弦波状に変化していることである。

次に、各部の電流の変化を第３図の時点ＴＯ−Ｔ，の電
気角６０゜間について詳細に説明する。時点Ｔ。におい
て、電流は直流電源ＥＤから直流リアクトルＬ。、サイ
リスタＳＷＰｌ負荷のＷ相、負荷のＶ相、サイリスタＳ
ＶＮを通つて流れている。Ｕ相電流は零であり、この時
点からサイリスタＳＵＰが点弧し、サイリスタＳＷＰの
電流がサイリスタＳＵＰへと転流を開始する。今、転流
を開始してからの電気角をθＵとすると、負荷電流を振
幅Ａの正弦波とするためにはとする必要がある。

サイリスタＳＵＰ，ＳＷＰ，ＳＶＮに流れる電流をそれ
ぞれＩＵＰ，ＩＷＰ，ＩＶＮとし、直流電源電流をＩＤ
とすると、それぞれの電流とＩＵ，ＩＶ，ＩＷとの関係
はとなる。

以上述べた関係から又は とすれば、ＴＯ−ｔ１間について各負荷電流を正弦波状
とすることができる。

以後、相を変えて同様な制御を行なえば第３図に示した
ような電流波形を得ることができる。このために、従来
の電流形周波数変換器の制御回路に、電源電流１Ｄ及び
転流を行なつている相の電流を正弦波状にするための制
御回路が必要となる。以下にこの発明の一実施例を、図
面を参照して説明する。

第４図は主回路接続図で１は三相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）交流電
源、２はサイリスタＳＲＰ−ＳＴＮで成るサイリスタレ
オナード回路（整流回路）、３は直流リアクトル、４は
電流形インバータ、５は負荷で抵抗とインダクタンスの
等価負荷で表わしている。

電流形インバータ４は直列ダイオードインバータと呼ば
れ、広く使用されている公知の回路である。第４図に対
応させて第５図に制御プロツク図を示す。次に、第６図
のタイムチヤートを参照しながらこの動作説明を行なう
。周波数指令はＡで示すパルス列でその周波数は負荷電
流周波数Ｆ。の６Ｎ倍（Ｎは定数）であり、Ｎ進カウン
タ１ｒに入力される。しかして、Ｎ進カウンタ１７はそ
のカウント数に対応するデジタル数値を出力する。この
カウント数は転流開始後の位相角（第３図におけるθｕ
）に比例することになり、これをＢに便宜上アナログ的
に示した。このデジタル出力を予・め正弦波の一部分の
パターンを書込んだ読出し専用メモリ（ＲＯＭ）１５，
１６のアドレス線に入力することにより、出力にθＵに
対応した正弦波の振幅値がデジタル出力される。このデ
ジタル出力とアナログの振幅指令値１Ａがアナログ−デ
ジタル変換乗算器１３，１４に入力され、正弦波状のア
ナログ出力Ｃ，Ｄが出力される。なお、アナログ−デジ
タル変換乗算器１３，１４としてたとえばアナログ・デ
バイセズ社（米国）のＡＤ７５３Ｏ等の集積回路が使用
できる。アナログ−デジタル変換乗算器１３の出力電流
基準として、直流変流器６からの電流フイードバツクル
ープを持つ電流制御回路１１、位相制御パルス発生回路
８、サイリスタレオナード回路２により直流電流ＩＤが
制御される。一方、負荷電流１Ｕ，Ｉ，ＩＷは直流変流
器７で検出され、平均値を求めるための低域フイルタ１
０を経て、転流を行なつている相の電流平均値を選択す
る選択回路１９に入力される。選択回路１９の選択指令
はＮ進カウンタ１７の分周出力をさらに６進カウンタ１
８で計数した値により与えられる。選択回路１９の出力
波形をＧに示す。この選択回路１９の出力と、アナログ
−デジタル乗算器１４の出力との差がシユミツトトリガ
回路１２に入力されＨに示すようなスイツチング波形が
出力される。この出力がゲートパルス分配器９に入力さ
れ、電流形インバータ４のサイリスタＳＵＰ−ＳＷＰの
ゲートパルスが形成される。Ｊ，ＫにサイリスタＳＵＰ
，ＳＷＰのゲートノ匂レスを示す。このようにして、転
流を行なつている相の電流の平均値がシユミツトトリガ
回路１２のヒステリシス幅で決まる値を上下する正弦波
状の電流が、インバータ４から出力される。ここで、負
荷電流波形１ＵをＬに示す。ここでは説明の便宜上、出
力周波数Ｆ。が比較的高くシユミツトトリガ回路１２の
ヒステリシスが大きな場合を示しているが、実際はさら
に良い正弦波状の波形となる。この場合、転流を行なつ
ている２つの相に交互に電流を移し、その平均値を基準
値と等しくし、見かけ上転流重なり角が６『となるよう
に制御を行なつている。しかし、インバータ回路のスイ
ツチング周波数を高くできる場合は低域フイルタ回路１
０を省略し、転流を行なつている相の電流瞬時値波形を
直接アナログ−デジタル乗算器１４の出力の正弦波状の
波形に制御することもできる。次にこの発明の他の実施
例を第７図〜第９図を参照して説明する。

第１の実施例との相違は転流を行なつている相の電流制
御方法にある。

第７図に第５図に対応させて制御系のプロツク図を示す
。直流電源電流ＩＤを制御する部分は上述の実施Ｉ９ｌ
と全く同様の動作なので説明を省略し、転流の制御を行
なつている転流制御回路２０について第８図のタイムチ
ヤートを参照しながら説明する。クロツクＦ６ｋはイン
バータのスイツチング周波数を決める適当な周波数のパ
ルスであり、別途入力される。ここで、ＲＳフリツプフ
ロツプ２０ｃがセツトされてＱ出ノ力が論理「１」にな
つているとすると、クロツクパルスＦ。

ｋはＮ進アツプダウンカウンタ２０Ｂのアツプ端子に入
力され、カウント値が増加する。カウント値がＮに達す
るとアツプダウンカウンタ２０Ｂからキヤリ一が出力さ
れ、フリツプフロツプ２０Ｃかりセツトされθ出力が論
理「１］となり、クロツクパルスＦ。ｋがアツプダウン
カウンタ２０Ｂのダウン端子に入力され、カウント値が
減少する。カウント値がＯとなるとボロ一が出力され、
フリツプフロツプ２０Ｂがセツトされ再びカウント値が
増加する。このように交互にカウント値が増加、減少を
繰返し、カウント値は第８図のＢで示すＯ（５Ｎの間を
上下する三角波状となる。このカウント値のデジタル出
力と、Ｎ進カウンタ１７のデジタル出力Ａがデジタル比
較器２０Ａで比較され、Ｃで示すようなパルス幅変調さ
れたスイツチング信号が出力される。この出力が前述の
実施例と同様にゲートパルス分配器９に入力され、サイ
リスタＳＵＰ−ＳＷＰのゲートパルスが形成され、Ｄに
示すようなパルス幅がＮ進カウンタ１ｒの出力、すなわ
ち転流開始後の位相角θＵに比例し、振幅が正弦波状に
変調された電流がインバータ４から出力される。位相角
θＵのとき振幅はＡｓｌｎ（θｏ＋Ｘ）変調され、パル
ス幅変調によりオンオフ比はθｕ／晋に制御されるので
、平均的な振幅はＡｓｉｎ（θｕ／骨）・θｕ／脣で表
わせる。これは転流の時の電流変化ＡＳｌｎＯＵを非常
に良く近似している。このようすを第９図に示す。実線
が理想値ＡｓｌｎＯｕ、点線がこの発明により制御した
場合の値Ａｓｉｎ（θｕ＋Ｘ）・θｕ／Ｘであり、最も
誤差が大きな場合でも振幅値Ａに対し１，８％である。
さらに位相角θＵに対してオンオフ比が〔ＳｌｎＯｕ／
Ｓｉｎ（θｕ＋骨）〕となるよう関数回路を追加するこ
とにより完全な正弦波を得ることもできる。以上、電流
形値列タイオートインバータとサイリスタレオナードの
組合せによる場合の実施例について述べたが、電流形変
換器としては公知の各種のインバータに応用でき、また
特願昭第５０一１２９８３８号、のような平滑リアクト
ルが多巻線の電流形インバータ、電流形サイクロコンバ
ータのように交流側に平滑リアクトルが多巻線で挿入さ
れているものに対しても、その平滑リアクトルの磁束を
作つている電流値を等価な直流電源電流として同様に制
御することにより応用することができる。

以上説明したように、本発明の周波数変換装置によれば
、交流電流を整流しその整流電流を平滑リアクトルを介
して三相インバータへ供給する整流回路と、この整流回
路の出力電流を前記三相インバータを流れる負荷電流の
周期の％の周期で山状をなしかつその山状の中心が前記
負荷電流の波形の中心と略一致するように脈動させる電
流制御回路とを備え、前記脈動電流の変化に応じて前記
負荷電流の転流を制御する転流制御回路により前記三相
インバータをパルス幅制御を行なうようにしたため、制
御が容易でしかも精度の良い正弦波状の負荷電流を得る
ことができる。

従つて、この周波数変換装置を定周波電源装置に応用し
た場合、低次の高調波が減少する。また、交流電動機の
可変周波数制御に応用した場合には電動機のトルク脈動
が少なく、従来の電流形周波数変換装置の電流ベクトル
（周波数変換装置の出力電流が電動機内で作る起磁力ベ
クトル）が電気角で６『ごとに移動したのに対して連続
的な移動ができ、低速回転時でも応答の良い制御が可能
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流形インバータの例を示す回路図、第２図は
従来の制御方法による電流波形のタイムチヤート、第３
図はこの発明の原理を説明するための電流波形のタイム
チヤート、第４図はこの発明の実施例を説明するための
主回路図、第５図はその制御系を示すプロツク図、第６
図はその動作例を示すタイムチヤート、第７図はこの発
明の他の実施例を説明するための制御プロツク図、第８
図はその動作例苓示すタイムチヤート、第９図は負荷電
流の正弦波からの誤差を説明するための図である。 １・・・・・・交流電源、２・・・・・・サイリスタレ
オナード、３・・・・・・直流リアクトル、４・・・・
・・電流形直列ダイオードインバータ、５・・・・・・
負荷、６，７・・・・・・直流変流器、８・・・・・・
位相制御パルス発生回路、９・・・・・・サイリスタゲ
ートパルス分配器、１０・・・・・・低域フイルタ、１
１・・・・・・電流制御回路、１２・・・・・・シユミ
ツトトリガ回路、１３，１４・・・・・・デジタル−ア
ナログ変換乗算器、１５，１６・・・・・・読出し専用
メモリ、１７，１８，２０Ｂ・・・・・・カウンタ、１
９・・・・・・選択回路、２０Ａ・・・・・・デジタル
比較器、２０Ｃ・・・・・・ＲＳフリツプフロツプ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力側に平滑リアクトルが接続された三相インバー
   タと、この三相インバータを流れる負荷電流の転流を制
   御する転流制御回路とを備え、前記負荷電流の波形が略
   正弦波状になるように前記転流制御回路により前記三相
   インバータをパルス幅制御する周波数変換装置において
   、交流電流を整流しその整流電流を前記平滑リアクトル
   を介して前記三相インバータへ供給する整流回路と、こ
   の整流回路の出力電流を前記負荷電流の周期の１／６の
   同期で山状をなしかつその山状の中心が前記負荷電流の
   波形の中心と略一致するように脈動させる電流制御回路
   とを備え、前記脈動電流の変化に応じて前記転流制御回
   路によりパルス幅制御を行なうことを特徴とする周波数
   変換装置。