JPS5981941A - デジタル信号復調方式 - Google Patents
デジタル信号復調方式Info
- Publication number
- JPS5981941A JPS5981941A JP17598782A JP17598782A JPS5981941A JP S5981941 A JPS5981941 A JP S5981941A JP 17598782 A JP17598782 A JP 17598782A JP 17598782 A JP17598782 A JP 17598782A JP S5981941 A JPS5981941 A JP S5981941A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuits
- demodulated signal
- signal
- circuit
- signals
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野の説明〕
本発明は、無線区間にて発生する選択性フェージングに
よる伝送路障害の影響を改善するデジタル信号復調方式
に関する。
よる伝送路障害の影響を改善するデジタル信号復調方式
に関する。
第１図に入力信号をｍ列（一般的にはｍ列（ｍはｍ≧２
の整数）であるがここではｍ ＝ ４として以下説明す
る。〕にわけて伝送する従来の送信側の要部ブロック構
成図を示す。第１図で、１は人力（Ｑｉ号ＩＮを４列に
わける分離回路でその動作は第２図に示され、４列にわ
けられた信号列（Ｉ） （ＩＶ）はそれぞれ多重化回路
２〜５にてフレーム同期信号、無線回線監視信号等が付
加されそれぞれ変調回路６辷９にて変調され送信回路１
ｏを通り送信アンテナ１１から相手局へ送られる。
の整数）であるがここではｍ ＝ ４として以下説明す
る。〕にわけて伝送する従来の送信側の要部ブロック構
成図を示す。第１図で、１は人力（Ｑｉ号ＩＮを４列に
わける分離回路でその動作は第２図に示され、４列にわ
けられた信号列（Ｉ） （ＩＶ）はそれぞれ多重化回路
２〜５にてフレーム同期信号、無線回線監視信号等が付
加されそれぞれ変調回路６辷９にて変調され送信回路１
ｏを通り送信アンテナ１１から相手局へ送られる。
このとき、送信側のスペクトラムは第６図のようになり
入力信号を４列に分けたことにより各ルートの変調速製
は低くなり従ってそれぞれのスペクトラ広帯域も狭くな
る。但し、第３図でＡ、Ｂ。
入力信号を４列に分けたことにより各ルートの変調速製
は低くなり従ってそれぞれのスペクトラ広帯域も狭くな
る。但し、第３図でＡ、Ｂ。
Ｃ，Ｄは送信第一ルート、送信第二ルート、送信第三ル
ート、送信第四ルートの送信スペクトラムをそれぞれ示
す。
ート、送信第四ルートの送信スペクトラムをそれぞれ示
す。
従来の受信側の要部ブロック構成図を第４図に示す。送
信からの信号は受信アンテナ１２受信回路１３を通り、
受信第一〜四ルートに対応した復調回路１４〜１７によ
り復調され、それぞれの分離回路１８〜２１にて送信側
で付加されたフレーム同期信号、無線回線監視信号等が
除去され、４倍回路２２でもとの信号列に変換され出力
される。
信からの信号は受信アンテナ１２受信回路１３を通り、
受信第一〜四ルートに対応した復調回路１４〜１７によ
り復調され、それぞれの分離回路１８〜２１にて送信側
で付加されたフレーム同期信号、無線回線監視信号等が
除去され、４倍回路２２でもとの信号列に変換され出力
される。
ここで、第５図のように選択性フェージングを受けた場
合を考える。受信第一ルー）（Ｅのスペクトラム）およ
び受信第四ルート（Ｉ（のスペクトシム）はその影響は
ないが、受信第ニル−）（Ｆのスペクトラム）と受信第
三ルート（Ｇのスペクトラム）はその影響を受けること
になる。ここで最も大きい影響を受ける受信第二ルート
について考えると、スペクトラムの帯域は狭いため選択
性フェージングによりスペクトラムの形が大きくずれる
ことはないので、振幅歪みの影響は少ない。
合を考える。受信第一ルー）（Ｅのスペクトラム）およ
び受信第四ルート（Ｉ（のスペクトシム）はその影響は
ないが、受信第ニル−）（Ｆのスペクトラム）と受信第
三ルート（Ｇのスペクトラム）はその影響を受けること
になる。ここで最も大きい影響を受ける受信第二ルート
について考えると、スペクトラムの帯域は狭いため選択
性フェージングによりスペクトラムの形が大きくずれる
ことはないので、振幅歪みの影響は少ない。
遅延歪みについては復調されるとき一部の周波数領域が
遅れて時間軸に変換されることがないので、波形は大き
く劣化しない。しかし、受信第二ルートのスペクトラム
は他のルートのスペクトラムと比較して遅延量が違うた
め、復調回路１４〜１７の復調信号列の出力を比較する
と位相はずれることになる。
遅れて時間軸に変換されることがないので、波形は大き
く劣化しない。しかし、受信第二ルートのスペクトラム
は他のルートのスペクトラムと比較して遅延量が違うた
め、復調回路１４〜１７の復調信号列の出力を比較する
と位相はずれることになる。
この状態を第６図に示す。
また、受信第三ルートのスペクトラムに関しても若干の
影響を受けるので、この復調信号列の位相も受信第二ル
ートに比較すると少ないが位相はずれる。（第６図） 次Ｋ、これらの復調信号列をもとの信号にもどすには、
’Ｍ 肌イ＝号列の位相を合わせる必要がある。
影響を受けるので、この復調信号列の位相も受信第二ル
ートに比較すると少ないが位相はずれる。（第６図） 次Ｋ、これらの復調信号列をもとの信号にもどすには、
’Ｍ 肌イ＝号列の位相を合わせる必要がある。
しかし、受信第二ルートの復調信号列の位相は他のルー
トとＪｉ、較して大きくずれているため、同一クロック
でサンプルすると同じ時間軸上にデーター 列がきれい
に並ばゴー４倍回ＭＩ５２２で４倍したときに入力信号
と同じ出力が得られない欠点がある。
トとＪｉ、較して大きくずれているため、同一クロック
でサンプルすると同じ時間軸上にデーター 列がきれい
に並ばゴー４倍回ＭＩ５２２で４倍したときに入力信号
と同じ出力が得られない欠点がある。
本発明（まこの点を改良するもので、ｍ列にわけられた
復調信号列を−にし、同一のクロックでサンプルするこ
とにより、選択性フェージングの遅延歪みによる復調信
号列の位相ずれの影響を改善することができるデジタル
信号の復調方式を提供することを目的とする。
復調信号列を−にし、同一のクロックでサンプルするこ
とにより、選択性フェージングの遅延歪みによる復調信
号列の位相ずれの影響を改善することができるデジタル
信号の復調方式を提供することを目的とする。
本発明は、送信装置では、時間軸上に一列で順に入力す
る入力信号を時間軸上にｍ個の列（ｍは２以上の整数）
に分けてｍ個の周波数の異なるキャリアで変調して送信
し、受信装置では、上記送信装置からの受信信号を復調
して、再生された出力信号が時間軸上で上記入力信号の
順序になるように構成されたデジタル信号復調方式にお
いて、上記受信装置に、上記ｍ個のキャリア毎に復調信
号列のフレーム同期を確立するフレーム同期手段ト、コ
ノフレーム同期手段の各フレームＡ Ａ／ スヲ基準と
して基準クロック信号の周波数の−のクロック信号に同
期して各復調信号列を到来順にｎ群現われるｎ個の並列
信号を上記基準クロック信号に等しい周波数のクロック
信号によりサンプリングして一列の信号Ｋｍ成する手段
とを備えたことを特徴とする。
る入力信号を時間軸上にｍ個の列（ｍは２以上の整数）
に分けてｍ個の周波数の異なるキャリアで変調して送信
し、受信装置では、上記送信装置からの受信信号を復調
して、再生された出力信号が時間軸上で上記入力信号の
順序になるように構成されたデジタル信号復調方式にお
いて、上記受信装置に、上記ｍ個のキャリア毎に復調信
号列のフレーム同期を確立するフレーム同期手段ト、コ
ノフレーム同期手段の各フレームＡ Ａ／ スヲ基準と
して基準クロック信号の周波数の−のクロック信号に同
期して各復調信号列を到来順にｎ群現われるｎ個の並列
信号を上記基準クロック信号に等しい周波数のクロック
信号によりサンプリングして一列の信号Ｋｍ成する手段
とを備えたことを特徴とする。
本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。
第７図は、本発明一実施例受信側の要部ブロック構成図
である。第４図で示した従来例と比較すると、各復調回
路１４〜１７の出力をフレーム同期回力を選択回路３７
〜４０にそれぞれ導き、この出力を分離回路１８〜２１
にそれぞれ導く。
である。第４図で示した従来例と比較すると、各復調回
路１４〜１７の出力をフレーム同期回力を選択回路３７
〜４０にそれぞれ導き、この出力を分離回路１８〜２１
にそれぞれ導く。
また、上記選択回路３７〜４０に上記フレーム同一クロ
ックｂをそれぞれ導く。
ックｂをそれぞれ導く。
他の点は第４図に示した従来例と同様であり、同一符号
は同一のものをそれぞれ示す。
は同一のものをそれぞれ示す。
このような回路構成で、受信アンテナ１２、受信回路１
３を通過した信号は各ルートの復調回路１４〜１７によ
り時間軸に変換される。ここで、第５図のように選択性
フェージングな受けたときを考えると、復調回路１４〜
１７の出力データ列の位相はずれている。この各復調信
号列は、それぞれフレーム回期回路２９〜３２にてフレ
ーム同期が確立され、フレームノξルスがそれぞれ作ら
れる。このフレームノξルスを基準として各復調列のク
ロッ数）であるがここではｎ ＝ ２として以下説明す
る。
３を通過した信号は各ルートの復調回路１４〜１７によ
り時間軸に変換される。ここで、第５図のように選択性
フェージングな受けたときを考えると、復調回路１４〜
１７の出力データ列の位相はずれている。この各復調信
号列は、それぞれフレーム回期回路２９〜３２にてフレ
ーム同期が確立され、フレームノξルスがそれぞれ作ら
れる。このフレームノξルスを基準として各復調列のク
ロッ数）であるがここではｎ ＝ ２として以下説明す
る。
また、口はフレームパルス間隔の整数倍〕にされ。
る。
ト■以外のクロック信号は省略している。）により復調
信号列が書込まれる。すなわち、クロック信号−ＣＬ（
１）の立上りでルー）Ｉの信号列のタイムスロット（１
）、（９）、Ｑ７）、（２５）・・・が書込まれ、その
立下りでタイムスロット（５）、０３）、ＣＤ・・・が
書込まれる。
信号列が書込まれる。すなわち、クロック信号−ＣＬ（
１）の立上りでルー）Ｉの信号列のタイムスロット（１
）、（９）、Ｑ７）、（２５）・・・が書込まれ、その
立下りでタイムスロット（５）、０３）、ＣＤ・・・が
書込まれる。
このとき、クロック信号の周波数力己であるため書込幅
は２ビット幅となる。また、このときにはクロック信号
−ＣＬ（１）の立上りで書込まれたタイムクロット群の
先行データαと立下りで書込まれたタイムスロット群の
後行データβとは１ビット幅のずれで書込まれる。
は２ビット幅となる。また、このときにはクロック信号
−ＣＬ（１）の立上りで書込まれたタイムクロット群の
先行データαと立下りで書込まれたタイムスロット群の
後行データβとは１ビット幅のずれで書込まれる。
すなわち、第８図に示すように各受信ルートの復調信号
列（Ｉ）〜（ＩＶ）は各−回路３３〜３６に２ビツク ト幅で書き込まれる。こりとき各復調信号列（Ｉ）〜（
ＩＶ）は１ビット幅のずれで先行データαと後行データ
βとして書き込まれる。
列（Ｉ）〜（ＩＶ）は各−回路３３〜３６に２ビツク ト幅で書き込まれる。こりとき各復調信号列（Ｉ）〜（
ＩＶ）は１ビット幅のずれで先行データαと後行データ
βとして書き込まれる。
次に、２ビット幅で書ぎ込まれた各復調化ぢ列ａにより
各選択回路３７〜４０で先行データα、後行データβが
それぞれ選択され、基準となるクロックｂでサンプリン
グされ位相のあった４列の復クロックａおよびサンプリ
ングクロックｂは受信第三ルートのものを使用している
。） このように、２ビット幅で各復調信号列（Ｉ）〜Ｃ■）
が書き込まれているため、選択性フェージングの影響の
ある受信第二ルートと受信第三ルートは他ルートに比較
して復調信号列の位相がずれているが、同一の基準クロ
ックでサンプルしてもタイミングマージンは確保できる
。また、選択性フェージングのないときは復調信号列の
位相はほぼ合っているが、上記のように２ピット幅で復
調信号列を書き込み同一基準クロックでサンプルしても
タイミングマージンが大きいだけで問題なく復調される
。
各選択回路３７〜４０で先行データα、後行データβが
それぞれ選択され、基準となるクロックｂでサンプリン
グされ位相のあった４列の復クロックａおよびサンプリ
ングクロックｂは受信第三ルートのものを使用している
。） このように、２ビット幅で各復調信号列（Ｉ）〜Ｃ■）
が書き込まれているため、選択性フェージングの影響の
ある受信第二ルートと受信第三ルートは他ルートに比較
して復調信号列の位相がずれているが、同一の基準クロ
ックでサンプルしてもタイミングマージンは確保できる
。また、選択性フェージングのないときは復調信号列の
位相はほぼ合っているが、上記のように２ピット幅で復
調信号列を書き込み同一基準クロックでサンプルしても
タイミングマージンが大きいだけで問題なく復調される
。
位相のあった４列の復調信号列は各ルートの分離回路４
１〜４４にて送信側で付加したフレーム同期信号、無線
回線監視信号等を除去後、４倍回路２２で４列のデータ
列を４倍することにより入力信号と等価な信号が得られ
る（第９図）。
１〜４４にて送信側で付加したフレーム同期信号、無線
回線監視信号等を除去後、４倍回路２２で４列のデータ
列を４倍することにより入力信号と等価な信号が得られ
る（第９図）。
このように、各復調信号列を−にしてピット幅をひろげ
て同一の基準クロックでサンプリングすることにより選
択性フェージングによる復調信号列の位相ずれを補正す
ることができるため安定なデジタル信号の復調方式を構
成することができる。
て同一の基準クロックでサンプリングすることにより選
択性フェージングによる復調信号列の位相ずれを補正す
ることができるため安定なデジタル信号の復調方式を構
成することができる。
以上説明したように本発明によれば、入力信号をｍ列（
ｍ≧２の自然数）にわけてそれぞれ変調し送信する伝送
方式において、受信復調信号列を基準クロックの−（ｎ
≧２の自然数）の周波数でビット幅を広て記憶すること
とした。したがって、同一クロックでのサンプルが容易
になり各復調信号列の位相を合わせることができ、選択
性フェージングにより特定の受信復調列の位相がずれて
も支障なく信号を再生することができる。
ｍ≧２の自然数）にわけてそれぞれ変調し送信する伝送
方式において、受信復調信号列を基準クロックの−（ｎ
≧２の自然数）の周波数でビット幅を広て記憶すること
とした。したがって、同一クロックでのサンプルが容易
になり各復調信号列の位相を合わせることができ、選択
性フェージングにより特定の受信復調列の位相がずれて
も支障なく信号を再生することができる。
第１図は従来例の送信側の要部ブロック構成図。
第２図は入力信号を４列の送信ルートに分けたときの信
号フォーマット。 第６図は入力信号の変調したときの送信スペクトラムを
示す図。 第４図は従来例の受信側の要部ブロック構成図。 第５図は選択性フェージングを受けたときのスペクトラ
ムを示す図。 第６図は復円信号列を示す図。 第７図は本発明一実施例の要部ブロック構成図。 択回路の動作を示す図。 第９図は再生信号を示す図。 ２〜５・・・多重化回路、６〜９・・−変調回路、１０
・・・送信回路、１１−・・送信アンテナ、１２・・・
受信アンテナ、１４〜１７・・・復調回路、１８〜２１
・・・分離回路、特許出願人 日本電気株式会社、 代理人 弁理士外 出 直 孝 兜 １ 回 ＩＮ ＋ ２３４５６７８９１０１１１２１３１４１
５１６１７１８１９２０２１２２２３２４第２ 図 第 ３回 第 ４ 図 第 ５ 回 第 ６既 ｙｉ１８ 図
号フォーマット。 第６図は入力信号の変調したときの送信スペクトラムを
示す図。 第４図は従来例の受信側の要部ブロック構成図。 第５図は選択性フェージングを受けたときのスペクトラ
ムを示す図。 第６図は復円信号列を示す図。 第７図は本発明一実施例の要部ブロック構成図。 択回路の動作を示す図。 第９図は再生信号を示す図。 ２〜５・・・多重化回路、６〜９・・−変調回路、１０
・・・送信回路、１１−・・送信アンテナ、１２・・・
受信アンテナ、１４〜１７・・・復調回路、１８〜２１
・・・分離回路、特許出願人 日本電気株式会社、 代理人 弁理士外 出 直 孝 兜 １ 回 ＩＮ ＋ ２３４５６７８９１０１１１２１３１４１
５１６１７１８１９２０２１２２２３２４第２ 図 第 ３回 第 ４ 図 第 ５ 回 第 ６既 ｙｉ１８ 図
Claims (1)
- （１）送信装置では、 時間軸上に一列で順に入力する入力信号を時間軸上にｍ
個の列（ｍは２以上の整数）に分けてｍ個の周波数の異
なるキャリアで変調して送信し、受信装置では、 上記送信装置からの受信信号を復調して、再生された出
力信号が時間軸上で上記入力信号の順序になるように 構成されたデジタル信号復調方式において、上記受信装
置に、 」二記ｍ個のキャリア毎に復調信号列のフレーム同期を
確立するフレーム同期手段と、 このフレーム同期手段の各フレームパルスを基準として
基準クロック信号の周波数の−（ｎは２以上の整数）の
クロック信号に同期して各復調信号列を到来順にｎ群に
分けて記憶する一回路と、この−回路の出力に現われる
ｎ個の並列信号を上記基準クロック信号に等しい周波数
のクロック信号によりサンプリングして一列の信号に構
成する手段と を備えたことを特徴とする デジタル信号復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17598782A JPS5981941A (ja) | 1982-10-05 | 1982-10-05 | デジタル信号復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17598782A JPS5981941A (ja) | 1982-10-05 | 1982-10-05 | デジタル信号復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5981941A true JPS5981941A (ja) | 1984-05-11 |
| JPH0374541B2 JPH0374541B2 (ja) | 1991-11-27 |
Family
ID=16005713
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17598782A Granted JPS5981941A (ja) | 1982-10-05 | 1982-10-05 | デジタル信号復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5981941A (ja) |
-
1982
- 1982-10-05 JP JP17598782A patent/JPS5981941A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0374541B2 (ja) | 1991-11-27 |
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