JPS5996890A - サ−ボモ−タの制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、サーボモータの制御のための速度ループ演算
と電流ループ演算とをマイクロプロセッサによって行う
サーボモータの制御方式に関し、特にマイクロプロセッ
サの負荷と各ループ演算の応答性を適合させることので
きるサーボモータの制御方式に関する。

サーボモータを制御するのに、近年マイクロプロセッサ
等の演算回路が用いられている。マイクロプロセッサで
は、指令速度とサーボモータの実速度との差速度から電
流指令を演算する速度ループ演算と、電流指令とサーボ
モータの電機子電流との差に基づき、サーボモータの電
流駆動回路への指令を演算する電流ループ演算とを少な
くとも実行する必要がある。

サーボモータの動作特性を望ましいものとするには、速
度ループに比べて、電流ループの応答待↓ 性が早いことが必要されるが、サーボモータには逆起電
力による速度と電流の干渉があるため、前記速度ループ
演算と電流ループ演算は独立させることができず、所定
サンプリング周期で両演算を実行しなければならないの
で、マイクロプロセンサの処理時間の上での負担となっ
ていた。

本発明の目的は、前記の速度と電流の干渉を除去し、速
度ループ演算と電流ループ演算を独立にし、かつ速度ル
ープ演算の周期を電流ループ演算の周期よりも長く設定
することで、マイクロプロセッサの負担を軽減させるこ
とができるサーボモータの制御方式を提供することにあ
る。

以下、本発明を図面に従い詳細に説明する。

電流ループが応答特性の早いものが要求されるサーボモ
ータとして同期モータがある。

この様な同期モータにおいては、トルフラ一定に制御す
る必要があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ１の磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束密度Ｂは、 Ｂ　＝　Ｂｍ　ｓｉｎθ　　　　　　　　　・・・・・
・・・・（１）となる０ 又、図のステータ２の８巻線と鎖反する磁束φは、 φ＝−φｍ　ｃｏｓ、θＣ・・−・・・−・　（２）と
なる０（但し、φｍはロータ１のｑ軸上での磁束とする
。） 従って８巻線の誘起起電力ｅ１は、 ｄφ ’　　　ｄｔ ＝−φｍ　−ｐ　−０ｍ−５ｉｎθ　　　・・・・・・
°・・（３）置されたステータ２の５巻線、Ｃ巻線の誘
起起電力ｅ、　、　ｅ３は・ ｅ２＝−φｍ−Ｐ−ωｍ−ｓｉｎ　（θ−７ｇ　）　・
−−−−−（４）となる０ ここで、各電機予巻１ａｌｂｌｃに流す電流をｉ、。

ｉ２．　ｉ３とすると、係る３相同期モータの出力トル
クＴは、 Ｔ　＝　、　Ｃｅ１−ｊｌ＋ｅ２・ｉｚ＋ｅｓ・’ａ　
）−−”　　（６）で表現されるから、（３１、（４）
４５）式を（６）式に代入して・ ＋ｉ３・５ｉｎ（θ〜π））叩・曲（７）となるのトル
クＴを一定にするには、角度θに依存しない様にすれば
良いから、 （但し、■は電流の振幅である。） とすれば、（７）式のトルクＴは、 Ｔ　＝　７−Ｋ　（１５ｉｎ２θ＋１ｓｉｎ２（θ−３
π）　＋１　ｓｔｎ　２（θ−ｓ　Ｋ月−４−Ｋｌ　　
　　　　　　　　　　・・・・・曲（９）となり、トル
クＴはロータ１の回転位置によらず一定となる。

この様な制御を行うためには、同期モータのロータ角度
を検出し、これによって各電機子電流の値を制御するこ
とが必要となる。

しかしながら、各電機子巻線の電流が理想値よりφ０だ
け遅れていると、各電機子巻線の電流１１゜ｉ２．ｉ３
は、 ｉｌ＝　１　ｓｉｎ　（θ−φ０） ｉ２＝　ｌ　ｓｉｎ　（θ−１π−φ０）ｉ３　＝　ｌ
　ｓｉｎ　（θ−ｙｒ＄ｏ）となるから、出力トルクＴ
は Ｔ　”　−Ｋｌ　ｓｌｎ　（、＋φ０）となって、トル
クが減少することになる。

この様に、同期モータのトルク一定利得をするためには
、電流指令に対する実際の電流の応答性を良好にするこ
とが必要となる。即ち、第２図の同期モータの従来の制
御回路ブロック図に示す様に、同期モーター０１の実回
転速度Ｖを検出し、指令速度Ｖ　ＣＭＤとの差を演算器
１０５で求め、得られた差速度を速度ループ演算回路１
０６で電流指令Ｉに変換後、同期モータ１に流れる実電
流ｉとの差を演算器１１０で求め、この差電流を電流ル
ープ演算回路１１３で演算し、パルス幅変調兼インバー
タ回路１１５で電力増幅して同期モータ１０１に与える
様に構成されている。

これをマイクロプロセッサで実行するには、演算器１０
５，１０（Ｓ電流ループ演算器１１０，１１．の動作を
演算処理により実行すればよく、この実行を電流ループ
の応答特性に応じたサンプリング周期で行う必要がある
。しかし、サーボモータには逆起電力による速度と電流
の干渉があるため、前記電流ループ演算と速度ループ演
算を独立させることができず、所定サンプリング周期で
両演算を実行しなければならないので、マイクロプロセ
ッサの処理時間上での負担となっていた。

そこで、本発明では、電流ループを速度ループから独立
に動作可能とすると共に、電流ループ演算の周期を速度
ループ演算の周期より短くシ、逆に言えば、速度ループ
演算の周期は長くして、マイクロプロセッサの負荷を軽
減して、電流ループ演算の周期を短くしている。

電流ループを速度ループと独立させるには次のような手
法を用いる。

即ち、同期モータ１０１を伝達関数で示すと、第２図の
如く、電流ループには、モータの逆起電力定数Ｋｅによ
る速度Ｖからの帰還がある。同、ＴＲは負荷トルク、Ｌ
ａ　＋　Ｒａ　＋　Ｋｔ　、Ｊは各々伝達定数である。

この速度帰還は、実電流に影響を与え、特に速度が大き
い時には、電流ループは速度■の影響を受け、実電流の
応答は劣化する。

即ち、加速時を考えると、第３図に示す様に、係る速度
帰還を無視した場合には、点線で示す様に各々時間ｔに
対する速度Ｍｌ、実電流電流血想的に推移するが、係る
速度帰還のため、実際には実線の如く、実電流ｉは速度
Ｖの影響を受けて、電流値が大きくなったり、又、加速
時間が延びる。

第２図において、実速度Ｖ％笑箪流Ｉに対するとなる。

ここで、マイクロプロセッサによる実現を考えて、以下
離散値系で説明する。

（１０式をサンプリング周期Ｔの離散値系に直すと、ｖ
（ｋ＋１）＝φｕ・Ｖ（ｋ）＋φ１ｚ・ｊ（ｋ）−４−
ｈ、・ｕ　（ｋ）・曲・αＢ ｉ（ｋ＋１）＝φ２＋・’／（ｋ）＋φ２ｚ・４（ｋ）
＋ｈ２・ｕ（ｋ）・・曲（６） 但し、ｕ　（ｋ）は電流ループ演算回路１１６の出力で
ある。

第（２）式を見るき、速度環ｖ　（ｋ）をなくすことに
よって、電流ｉ（ｋ＋１）は速度に関係がなくなる。

このため、本発明では、電流ループに速度フィードバッ
クを追加し、同期モータ固有の速度フィードバックを打
消す様に構成されている。

第４図は本発明の一実施例ブロック図であり、図中、第
２図と同一のものは同一の記号で示してあり、１２０は
加算器、１２１は乗算器であり、速度フィードバックを
構成するものである。乗算器１２１の伝達係数をｋｆと
し、第（イ）式にこの速度フィードバックを加えると、
（２）式は、ｉ（ｋ＋１）＝（φ２ｌ−ｋｆ−ｈ２）ｖ
（ｋ）＋φ２２　’　１（ｋ）＋ｈ２”　ｕ（ｋ）・・
・・・・・・・αａ となる。

従って、φ２．−ｋｆ−ｈ２＝＝０ 、−、　ｋｆ二φ２□／ｈ２　　　　　　　・・曲・・
・←４）と選べば、第０１式は、 ｉ（ｋ＋１）＝φ２２１　（ｋ）　＋　ｈ２ｕ　（ｋ）
　　　　−’−・・ＱＦ９となり、実電流１（ｋ−１−
１）は、速度■と無関係となる０ これにより、電流ループの特性を同期モータの速度に無
関係で制御できるから、速度が大きいききでも電流ルー
プの応答は劣化しない○このため、速度ループ演算を第
１のマイクロプロセッサｋｉＰ　１で、電流ループ演算
を第２のマイクロプロセッサＭＰ　２で行い、これらプ
ロセッサＭＰ　１　、　ＭＰ　２による演算周期をＴ２
．　Ｔｌと変えても、同等問題ない。即ち、第１のマイ
クロプロセッサＭＰ　１は速度ループ演算をＴ２（例え
ば４Ｔ１）の長い周期で行ない、第２のマイクロプロセ
ッサＭＰ２は電流ループ演算をＴ１の短い周期で行なう
ので、第１のマイクロプロセッサＭＰ　１　　は他の処
理（状態検知、外部とのデータのやりとり等）を行なう
ことができる。

第５図は本発明の一実施例回路図であり、１つのマイク
ロコンピュータで速度ループ、電流ループの演算を行な
うものである。

図中、１０１は回転界磁形の同期電動機、ｉｏｓは演算
制御部であり、第５図の演算回路１０５、速度ループ演
算回路１０６、演算回路１１０．　　電流ループ０１算
回路１１３及び加算器１２０の動作をプログラム制御に
よる演算動作によって行なうものである。演算制御部１
０８はモータ制御プログラムに従い演算動作を行うプロ
セッサ１０８ａと、モータ制御プログラムを格納するプ
ログラムメモリ１０８ｂと、データの記憶のためのデー
タメモリ１０８ｃと、ＮＣ装置等の外部からの指令を受
けるための入出力ポート１０８ｄと、パルス幅変調回路
１１４にアナログの′電流指令を与えるためのデジタル
・アナログ（ＤＡ）変換器１０８ｅと、質流器１１２Ｕ
、　１１２Ｖ、　１１２Ｗからの芙相電流ｊａｕ。

ｊａｖ　、　”ｌａｗを受け、デジタル値に変換するた
めのアナログ・デジタル（ＡＤ）変換器１０日ｆと、パ
ルス幅変調１１２から最初に同期モータ１０１の界磁極
の回転位置αを示す位置コードがロードされ、以降パル
ス幅変調１１２から同期モータ１０１が所定角回転する
毎に発生される回転パルスＰ１゜Ｐ２を計数するカウン
タ１０８ｇと、これらを接続するためのアドレス・デー
タバス１０８ｈとで構成されている。同、パルス幅変調
１１３は、同期モータ１０１の界磁極の位置を示す位置
コードと、同期モータ　１０１が所定角回転毎に出力さ
れる回転パルスを発生するものである０　１１４はパル
ス幅変調回路、１１５はパルス幅変調回路の出力信号に
より制御されるインバータ、１１６は３相交流電源、１
１７は３相交流を直流に整流する公知の整流回路でダイ
オード群１１７ａ及びコンデンサ１１７ｂを有している
０　パルス幅変調回路１１４は第６図に示す如くは鋸歯
状波８Ｔ８を発生する鋸歯状波発生回路５ＴＡＧと、比
較器ＣＯＭＵ　、　ＣＯＭＶ　。

ＣＯＭＷと、ノットゲートＮＯＴ、〜Ｎ０Ｔ３と、ドラ
イバｌ）Ｖ、　−ＤＶ６とからなり、又インバータＩＮ
Ｖは６個のパワートランジスタＱｌ−Ｑ６とダイオード
１）ｌ−Ｄ６を有している。パルス幅変調器ＰＷＭの各
比較器ＣＯＭＵ　、　ＣＯＭＶ　、　ＣＯＭＷはそれぞ
れ鋸歯状波信号ＳＴＳと三相交流信号ｌｕ’、　ｌｖ　
、　１ｗの振幅を比較し、ｌｕ　、　ｌｖ　、　ｊｗが
ＳＴ８の値より太きいときに”１２を、小さいときに“
０″をそれぞれ出力する。

従って・１ｕについて着目すれば比較器ＣＯＭＵから第
７図に示す電流指令ｉｕｃが出力される。即ち、ｉｏ、
ｉｖ、ｉｗの振幅に応じてパルス幅変調された三相の電
流指令ｉｕｃ　、　ｉｖｃ　、　ｉｗｃが出力される。

そして、これら三相の電流指令ｉｕｃ　、　ｉｖｃ　、
　ｉｗｃは、ノットゲートＮ０Ｔ１〜Ｎ０Ｔ３、）’　
ライハＤＶ’ｌ　〜ＤＶ６を介してインバータ駆動信号
８Ｑ＋〜ＳＱｓとして出力され、インバータ１１５に入
力される。インバータ　１１５に入力されたこれらイン
バータ駆動信号ＳＱ＋〜ＳＱ６はそれぞれパワートラン
ジスタＱ１〜Ｑ６のベースに入力され、該パワートラン
ジスタＱ＋　−Ｑ６をオン／オフ制御して誘導電動機１
０１に三相電流を供給する。

次に、第５図構成の動作について同期モータ１０１があ
る速度で回転しているときに速度指令が上昇した場合に
ついて説明すると、既にカウンタ１０８ｇには、同期モ
ータ１０１の回転開始直前に位置コードがロードされ、
同期モータ　１０１の回転に伴ない発生する回転パルス
Ｐ１　＋　Ｐ２を計数しているから、カウンタ１０Ｂｇ
は常に同期モータ１０１の界磁極の回転位置を表示して
いることになり、回転パルスＰｌ、Ｐ、の周期モータ１
０１の速度に比例するから、所定時間間隔におけるカウ
ンタ１０８Ｉの値の均分は同期モータ１０１の回転速度
に対応する。

■先ず、同期モータ１０１を所望の回転速度Ｖｃで回転
せしめるべく、ＮＣ装置等の外部から速度指令ＶＣＭＤ
が入出カポ−１−１０８ｄに入力し、バス１０８ｈを介
しプロセッサ１０８ａに伝えられる。

次にプロセッサ１０８ａはカウンタ１０８ｇのカウント
値をバス１０８ｈを介し読取り、前回読取った値との差
分を演算し、サンプリング間隔Ｔ２て割って・実速度Ｖ
ａを演算する。■更に、プロセッサ１０８ａは速度指令
ＶＣＭＤと実速度Ｖａの差である速度誤差ＥＲを演算し
、次式に示す比例積分演算を行なう。

同、（至）式の演算結果Ｉｓは電機子電流の振幅に和尚
する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化す
ると速度誤差ＥＲ（＝Ｖｃ　−Ｖ　ａ　）が大きくなり
、これに応じて電機子電流振幅ＩＳも大きくなる。ＩＳ
が大きくなればより大きなトルクが発生し、このトルク
により電動機の実速度が指令速度にもたらされる。振幅
指令Ｉｓを得る。以上が速度ループ演算ステップであり
、第８図に示す如くサンプリング周期Ｔ２毎に行なわれ
る。

■次に、プロセッサ１０８ａはカウンタ１０８ｇのカウ
ント値から、同期モータ１０１の界磁極の回転位置αを
示すＳＩＮαのディジタル値、および２π　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　２πα＋τの回
転位置を示す５ＩＮ（α＋丁）のディジタル値を、デー
タメモ１Ｊ１ｏ８ｃに記憶されたテーブルから検索して
求める。この値を用いて、プロセッサ１０８ａは、次式
から３相の電流指令１ｕ。

ｉｖ　、　ｉｗを演算する。

■次に、プロセッサ１０８ａは、変流器１１２Ｕ。

１１２Ｖ、１１２Ｗから得られた実相電流ｊａｖ　＋　
Ｉａｗ＋ＩａｕをＡＤ変換器１０８ｆでデジタル化され
た各実電流をバス１０８ｈを介し読み取り、前述の３相
の電流指令ｊｕ　、　ｌｖ　、　１ｗと実相電流ｉａｖ
　＋　Ｌａｗ　＋↑ａｕとの差分ＥＲを演算し、次式に
示す比例積分演算をおこなって、ＤＡコンバータ１０８
ｅへの指令値ｉｕ　、　ｉｖ　、　ｉｗを求める。

０次に、プロセッサ１０８ａは、前述の速度ループ演算
ステップで得た実速度Ｖａに前述の係数ｋｆを乗じ、速
度補償出力ｖＣＯを得、前述のＤ／Ａコンバークへの指
令値号ｉｕ　、　ｉｖ　、　ｉｗから差引き、補償され
たＤ／Ａコンバータへの指令（［ｉ号ｉｕｌｉＶＩｉｗ
を得る。以上が電流ループ演算ステップであり・第８図
のサンプリング周期Ｔｌ毎に行なわれる。

この様にして得た補償されたＩＪ／Ａコンバータ指令値
ｉｕ　、　ｉｖ　、　ｉｗをプロセッサ１０８ａがバス
１０８ｈを介しＤＡ変換器１０８ｅへ送り、アナログ変
換してパルス幅変調回路１′１４へ送り、以降同様にし
て同期モータ１０１に三相電流がインバータ　１１５か
ら送られる。

プロセッサ１０８ａは、前述の速度ループ演算をサンプ
リング周期Ｔ２毎に、電流ループ演算をサンプリング周
期ｒｌｌ　１毎に行なう。第８図の例では１回の速度ル
ープ演算に対し、４回の電流ループ演算を行ない、第９
図の如く速度ループ演算による電流指令は周期Ｔ２でス
テップ状に変化し、これに対し電流ループ演算は４回行
なわれるから、（至）式のゲインを調整し、電流応答が
Ｔ２の間に指令に対し２て整定するようにすれば、電流
ループの高応答特性を満足できる。

プロセンサ１０日ａはサンプリング周期１１Ｎ、　、　
ｒｌ１２毎に前述の演算動作をプログラムメモ１Ｊｉ０
８ｂの制御プログラムに従って実行し、同期モータ１０
１を制御して、最終的に同期モータ　１０１を指令速度
で回転せしめる。

以上、速度ループの演算のうち、前述の■ステップにお
いては、電流指令を求める演算に００式のようなＰＬ制
御方式を用いた例を示した。しかし制御方式には、種々
のものが知られており、次に述べるＩＰ制御方式は、制
御対象の完全フ什・ドパ′【７りをとって、系を安定化
し、指令と制御量との誤差に対しては積分特性を入れる
制御方式であり、ＰＬ制御に比べて、整定時のオーバシ
ュート、アンダシー−トが小さい利点を持つ。

即ち、プロセッサ１０８ａは速度指令ｖｅｂａＤと実速
度Ｖａの差である速度誤差ＥＲと・実速度Ｖａ・実効値
電機子電流１ａから、次式の演算をおこなって、振巾指
令Ｉｓを求める。

１５（ｋｌ　＝　　ＫＬΣ　（Ｖａ（ｉ）−Ｖｃ（ｉ）
）−に２−Ｖａ（ｋ）−に３−１ａ（ｋｌ　　　　　α
儲＋＝１ しかるに、実効値電機子電流１ａを求めるには容易では
ない。すなわち、同期モータ１０１の実相型３流１ａｕ
　、　ｌａｖ　＋　Ｌａｗから、下式によって演算をお
こなう必要があるＯ 上記の演算には、乗算をおこなう必要があり、マイクロ
プロセッサにとって乗算命令の実行時間は他の命令に比
べて時間がかかるので、なるべく乗算は無しで済ませた
い０そのためには、次のように、前のサンプリング時の
振巾指令１ｓ（ｋ−１）を、ｋ時点での実効値電機子を
流１ａの推定値として用いる。

１ａ（ｋ）　＝　ｌ５（ｋ　−１）　　　　　　　　　
ＱＹＩ即ち、プロセッサ１０８ａから、ｋ−１時点に振
巾指令１ｓ（ｋ−１）が出力されると、電流ルーラ゛は
速度ループの次のサンプリング時（ｋ時点）オでに、交
流モータの実効値電流が１ｓ（ｋ−１）になるように制
御する。

換言すれば、交流七−夕の実効値電流が、サンプリング
周期Ｔ２の間に速度ループの振巾指令Ｉｓに整定するよ
うに、電流ループはサンプリング周期Ｔ１で制御をおこ
なう。実際には、（至）式のゲインに４’　＋　Ｋ２’
を調整することで、このような制御状態を実現させる。

０９式を用いれば、（イ）式の演算は不用になり、四穴
の演算は下式で表わされる。

このようにして、速度ループ演算において、ＩＰ動制御
おこなうためのマイクロプロセッサの処理時間を軽減で
きる。

第５図の実施例では、１つの演算制御部によって速度及
び電流ループ演算を行なっているが、第４図の如く速度
ループ用と電流ループ用に別々の演算制御部を設けても
良い。

以上説明した様に、本発明によれば、サーボモータの速
度を検出する検出器と、該サーボモータに流れる実電流
を検出する検出器と、該サーボモータの電力駆動回路と
、速度指令と該検出され実速度との差速度に基き振幅指
令を得、該得られた振幅指令から電流指令を求める速度
ループ演算と、該電流指令と該検出された実電流との差
電流を得る電流ループ演算とを行なう制御部とを有し、
該制御部の差電流を該電力駆動回路へ与えるサーボモー
タの制御方式において、該制御部が該速度ループ演算を
該電流ループ演算より長い周期で実行するとともに該電
流ループ演算において該検出された実速度を所定倍率で
増巾した速度補償信号を得、該差電流を該速度補償信号
で補償する様にしているので、演算を行う制御部の頁荷
が減少、電流ループ演算を短いサンプリング周期で実行
出来るから、電流ループの応答を早いものにすることが
できるという効果を奏する他に、電流ループ演算と速度
ループ演算とのサンプリング周期を変えても、電流ルー
プ演算は速度変動の影響を受けずに実行出来実電流の応
答が劣化することもないという効果を奏する０ 同、本発明を一実施例により説明したが５本発明はこの
実施例に限られず、本発明の主旨の範囲内で種々の変形
が可能であり、本発明の範囲からこれらを排除するもの
ではない０

【図面の簡単な説明】

第１図は、同期モータの構成図、第２図は従来のサーボ
制御ブロック図、第３図は従来の制御方式による速度、
電流説明図、第４図は本発明のサーボ制御フロック図、
第５図は本発明の一実施例回路図、第６図は第５図構成
の要部構成図・第７図は第６図構成の動作説明図、第８
図、第９図は本発明による動作説明図である０

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. サーボモータの速度を検出する検出器と、該サーボモー
   タに流れる実電流を検出する検出器と、該サーボモータ
   の電力駆動回路と、速度指令と該検出された実速度との
   差速度に基き、サーボモータへの電流指令を求める速度
   ループ演算と、該電流指令と該検出された実電流との差
   電流に基き、該電力駆動回路との指令を求める電流ルー
   プ演算とをおこなう制御部とを有するサーボモータの制
   御方式において、該電流ループ演算においては、該検出
   された実速度を所定倍率で増巾した速度補償信号を得、
   該電力駆動回路への指令を該速度補償信号で補償するこ
   とをおこなうとともに、該速度ループ演算を該電流ルー
   プ演算よりも長い周期で実行することを特徴とするサー
   ボモータの制何１方式。