JPS60134699A - 電気音響変換器の再生誤差補償装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、再生すべき信号の伝達路が音響部分と電気的
部分とからなる電気音響変換器の再生誤差を、ある周波
数範囲内において補償する電気音響変換器の再生誤差補
償装置に関する。

（従来技術及び発明が解決しようとする問題点）電気音
響変換器はすべて機械振動系であり、その固有特性であ
るバネ率、質量および制動などによって特徴付けられる
。スピーカすなわち電気信号を受信して音響信号を放射
する変換器は、例えばムービング・コイルの助けをかり
て、増幅器から供給される電流により強制的に振動また
は制動せしめられる。逆に、マイクロホンは音響信号を
電気信号に変換する変換器である。ダイナミック・マイ
クロホンの場合、そのような変換は振動板に取り付けら
れたムービング・コイルの助けをかりて同様に行われる
。ダイナミック・ピックアップ系もまた機械振動を受取
り、振動コイルにより電気信号を発生する。それ故、ダ
イナミック・マイクロホンとダイナミック・ピックアッ
プ系には根本的な相違がない。

様々な相互に干渉し合う影響を結合するという構造的お
よび機能的な原理上から、２種類の重大な誤差が生じる
が、これはダイナミック・スピーカおよびマイクロホン
の何れについても同様である。

１）−。′　レスポンスの一 振動系の固有な特性により、特性伝達関数はかなり広い
周波数範囲に亘っている。例えば、いわゆる振幅／周波
数レスポンスは、一般に非直線的カーブであり、共振点
が存在し、また伝達範囲の上限と下限で効率の低下がみ
られる。そのような例としては、密閉容器に取りつけた
口径が約３０ｃｍの一般的な軟支持低音用スピーカがあ
る。これは、２０１１ｚでは極めて僅かな音圧しか生ぜ
ず、振幅値が著しく低いが、約４０〜８０Ｈｚの範囲の
共振周波数では、過大な音量を発生し振幅値が著しく高
く、高音域では、振幅値が極めて小さいために音響変換
効率が再び低下する。共振周波数の近傍における振幅−
周波数関係を、様々なダンピングファクターαの場合に
ついてグラフとして第１図に示す。

このグラフは従来から知られているので、ここではこれ
以上説明しない。

２）立　／ａ′　レスポンスの一 振動系の質量と制動により、急激に振動させた場合、ど
のような周波数においても立ち上がりと立ち下がりで明
らかに歪む。そのような振動系は、共振周波数の上下で
励振された場合、励振電流に対して様々な位相位置をと
るからである。共振周波数の近傍における位相角−周波
数関係を、様々なダンピングファクターαの場合につい
てグラフとして第２図に示す。このグラフも従来から知
られているので、ここではこれ以上説明しない。

共振周波数の上下における振動インパルスの期間には、
撮動板は同じ方向に移動し始めるが、共振周波数近傍又
はそれ以下のインパルスの場合、特に振動の前半周期に
振幅は低い値にしか達しない。これは、立ち上がり期間
に位相ずれが起こるからである。周波数に相当する位相
ずれが生じたときにだけ、励振信号に相当した振幅値に
達するが、それらは位相がずれている。

急激に始まる振動、例えばギター弦をかき鳴らしたり、
ピアノのキーを打ったり、あるいはドラムを打った場合
などは、最初のストロークで振幅が最高になり、その後
は音の周波数にしたがって振動する。スピーカやマイク
ロホンは、その共振周波数の範囲で作動させるが、上述
のごとく衝撃音の場合には、位相位置が周波数に相当す
るようになるまで、最初は緩やかに立ち上がるはずであ
り、その特性に依存するが、一般的に振動の１周期また
は２周期を経過するまで最高振幅に達しない。振動して
いるギターやピアノの弦あるいはドラムの皮を急に停止
させることにより急激に減衰させた場合、変換器は少な
くとも、位相ずれによって決まる時間は振動し続ける。

その後の立ち下がりにおいては、変換器の固有周波数す
なわち共振周波数は、すでに十分あるいはある程度抑制
されており、目立たない。

音量については、人間の聴覚は振幅に応じて純粋な正弦
波音しか評価しない。混合音、すなわち通常の音楽を構
成する音は、そのエンベロープによって評価される。

振幅／周波数レスポンスの誤差によって生じる変換器系
の音の歪は、異常に強いか弱い音として聞こえ、これは
音楽が聞こえている間には殆ど気付かれない。演奏者が
、その音をもっと強くまたは弱く演奏したか否かは確め
得ないからである。

他方、立ち上がりおよび立ち下がりにおける誤差は音調
として認識され、特に衝撃音の多い場合がそうである。

立ち上がりおよび立ち下がりの誤差はエンベロープを変
化させる。更に、位相誤差は音源の位置設定の可能性を
減少させ、それ故、音源配置の人為的概念を生じせしめ
る。聴取者に音楽が生き生きしていないと感じさせるの
は、主として立ち上がりおよび立ち下がりの誤差と音源
の位置設定の減少による誤差である。

イコライザーを用いて、様々な周波数範囲の音量を様々
に変化させて第１の誤差、すなわち振幅／周波数レスポ
ンスだけを修正する方法は既に知１ られている。このような方法の欠点は、位相／周波数レ
スポンスの誤差、したがって立ち上がりおよび立ち下が
りの誤差、更には位置設定における誤差を修正できない
だけではなく、さらに悪化させやすいということである
。

また、西独特許明細書箱３１３０３５３号には、立ち上
がりおよび立ち下がりの誤差だけを修正する方法が述べ
られている。この方法の欠点は、構成音中にｆｉ撃音が
含まれていない場合、振幅／周波数レスポンスの誤差が
修正されないということである。

ダイナミック変換器の原理上から生じる誤差を、電気振
動から音響振動に変換する期間にフィードパンクによっ
て補償する試みがなされている。第３図は、振動板の動
きに応答するセンサーを備えたスピーカの公知の構成を
示す。

上記目的のために、静電的、誘導的、圧電的あるいは光
学的に振動板の動きが走査され、それによって得られた
振動板の実際の動きを示す電気信号が公称値信号と比較
される。差動増幅器によっ２ て再調整がなされる。容量性運動記録計は、振動板全体
の動きの他に、振動板のすべての部分振動を探知する。

誘導性記録針は、電流が流れる励振コイルによって影響
され、大きく変化する磁界内を移動する。したがって、
誘導性記録針は大きな誤差しか検出できない。圧電性記
録針はかなり重く、その重量のために、修正が必要な元
の誤差を強調してしまう。圧電性記録針は、中音域およ
び高音域には使用できない。制御用の電子装置を備えた
光学的記録計は、著しく高価である。

スピーカおよび記録計の移相特性のために、自動制御系
はループ利得が高いと発振し始めることがある。この発
振を防止するために、ループ利得を低い値、例えば２０
に下げなければならず、これはフィードバックの有効性
を著しく損なう。

さらに、再調整では、実際に発生した振幅誤差しか認識
、測定および修正を行うことができない。

インパルスの場合に位相位置の誤差が生じるときは、そ
の誤差は例えば過小振幅として現れる。

しかし、立ち上がりに関して単なる振幅再調整を行うに
は、非常に大きな修正電流インパルスが必要であり、増
幅器は、その出力が音楽インパルスに間に合うように設
計されているから、一般にそのような大電流インパルス
を供給できない。さらに、そのような振動の再調整が効
果を発揮するのは、誤差が発生してからある時間を経過
した後であり、そのため、特に位相位置が正しくない場
合には全く誤差を防止できない。

現代音楽やダンス音楽において頻繁に生じるように、振
幅が大きく変化した場合、大きな再調整電流により最終
段増幅器が短時間、過負荷状態になって激しい歪を生じ
ることがある。

実際問題として、例えばスピーカの共振周波数が振動の
数周期に亘って作用する場合、再調整でスピーカの伝達
関数の振幅誤差に対し補償効果を得られることはあり得
るが、振幅が急激に変化する立ち上がりの位相位置に依
存した修正に関しては、再調整は重要な振動前半周期で
は極めて僅かな効果しか発揮しない。上に述べたような
種類のフィードバック制御系は、マイクロホンやピンク
スピーカの振動板に設けられるセンサーに関して生じる
諸問題を解決するために、第４図に示すような等価回路
の形で、スピーカを電気的にシミュレーションする試み
がなされている。低音用、中音用、高音用の各スピーカ
の例を表す第４図の各電気的数値を次表に示すが、これ
らは大幅にばらつく。

低音　中音域　高音 Ｃｌ７２μＦ　６２．７μＦ　４．３μＦＬ　３４．８
ｍＨ７ｎ＋Ｈ’２．１ｍＨＲ４０Ω　１３．２Ω　３．
１Ω 共振周波数　６５Ｈｚ　２４０Ｈｚ　１６５０Ｈｚしか
し、共振周波数が３７　Ｈｚの別の低音用スピーカでは
、各値はＣ＝　３０（ｌｕＦ　、　Ｌ　＝　６０　ｍｌ
ｌ、Ｒ−５０Ωとなる。このような数値範囲は様々なス
１Ｆ） ピー力に適合するが、そのような数値範囲の個別部品を
作ろうとすると、不相応に大形、高価になってしまう。

等価回路を用いて、実際のスピーカに対する改良した修
正信号を得るための試みがなされている。

その等価回路は、第５図ａに示すように、帰還回路に挿
入付加される。この方法の欠点は、コイル、コンデンサ
、抵抗器およびダイナミック変換器そのものを含む個別
部品から構成される等価回路が、各部品の誤差および組
立て誤差を小さく抑えても、最終製品において相当にば
らつくということである。したがって、そのような個別
部品構成の等価回路は、実際のスピーカの条件にぴった
り合わず、調整不可能であり、また高価である。コイル
、コンデンサおよび抵抗器からなる第４図の等価回路は
、米国特許明細書３，９８８，５４１号に示されている
ように、実際のスピーカに直列挿入することもできる（
第５図ｂ）。さらに、この場合、等価回路内のムービン
グ・コイルの抵抗成分とインダクタンス成分を無視可能
にするために、回路は電流駆６ 動される。しかし、そのようにしても、スピーカや等価
回路の部品誤差が太き（、また特定のスピーカとは本質
的に整合がとれないという欠点は依然として残り、その
ため実用的でない。

個別部品からなるスピーカ等価回路に関する上記諸欠点
は、第６図に示すアナログ計算機回路のような、より高
精度に調整された等価回路を用いても解消できない。こ
のようなアナログ計算機回路からなるスピーカ・シスチ
ムの正確なシミュレーション回路は、すでに複数の帰還
路があり、別の帰還を施すと回路本来の特性が変化して
しまうため、第５図ａに示した個別部品構成のスピーカ
等価回路のようには帰還分岐に挿入することはできない
。その結果、上記シミュレーション回路は不安定になり
、発振し始める。

また、スピーカ用の上記アナログ計算機回路は、第５図
すに示すように、スピーカに直列接続して同様に動作さ
せることもできない。演算増幅機を用いた電子回路がす
べてそうであるように、上記アナログ計算機回路は一方
向にだけ動作し、その入力と出力を逆にして逆向きに作
用させることは不可能であるからである。ムービング・
コイルの影響、音響効率、機械的サスペンション、制動
などを、それぞれ個別に回路によって補償することも、
米国特許明細書箱４，３４０，７７８号により知られて
いる。この場合、複数の補償回路が順に配列される。し
かし、スピーカの電気力学的振動系の諸影響は相互に依
存し干渉し合うため、そのような各補償回路は誤差を効
果的に防止できず、むしろ新しい様々な誤差を発生させ
、それも同様に歪または音調として現れる。

本発明の基本的な課題は、電気音響変換器、特に電気力
学的な原理により作動する変換器における再生誤差を補
償する装置を提示することであり、この装置によって、
伝達経路の電気的部分に発生する信号は、システム（変
換器）によってもたらされる誤差が少なくとも大幅に補
償されるように変化させられる。この補償装置は、安価
な電子部品および調整部材によって構成でき、また種々
タイプの変換器に合わせて１台１台容易に調整でき（問
題点を解決するための手段） この技術的課題を解決する本発明の技術的手段は、再生
すべき信号の伝達路が音響部分と電気的部分からなる電
気音響変換器の再生誤差を、ある周波数範囲内において
補償する電気音響変換器の再生誤差補償装置において、
前記伝達路の前記電気部分に、入力信号Ｕ１を受けて変
形した出力信号Ｕ２を発生する計算機回路が設けられ、
前記変形出力信号は、滑り、運動せしめられる振動板お
よび空気容積の慣性、張力、復元、制動、共振周波数な
どの前記電気音響変換器Ｗの固有特性に基づいて、前記
入力信号Ｕ１から導出される点にある。

（発明の効果） 同一タイプのスピーカであっても、個々の試料毎に電気
的ばらつきが大きく、たとえ部品誤差および製造誤差が
小さくてもそうであるから、各試料に合うように容易に
調整できれば極めて有利である。

ｌ！ｌＩ このような補償装置の利点は、小さな部品帯域内だけで
なく、低音用、中音用、高音用スピーカのように全く異
なったタイプのスピーカについても、簡単に調整できる
ように考慮されるならば、一層顕著になる。コンデンサ
、コイル、抵抗器といった個別部品から構成され、しか
も部品が高価な等価回路の製造費に比べ、電子部品費お
よび最終制御要素を調整容易にするために要するコスト
の面で大きな利益を得られる。

この補償装置は、すべてのダイナミック・スピーカ、ダ
イナミック・ヘッドホン、ダイナミック・マイクロホン
およびダイナミック・ピックアップ系に一般的に使用で
き、・用途が広く、また大量生産あるいは一貫生産すれ
ば、コストおよび生産性の面で一層の利益が得られる。

この補償装置をマルチパス・スピーカボックスの今岐に
用いる場合、分割回路が西独特許ＤＢ３３０４４０２　
Ｃ１にしたがって作られ、立ち上がりの修正を保征し、
また全周波数域に亘って同一の位相シフトを保証するな
らば、例えばピアノ、ギ０ ター、またはドラムを演奏した時など、音楽においてし
ばしば起こるように、混合音中からバースト音が発生し
た場合でも、低音用、中音用、および高音用の各スピー
カの立ち上がり応答時に、マルチパス・スピーカボック
ス全体に亘り、種々の位相シフトを備えた数個の周波数
範囲を重畳することによるそれ以上の位相シフトも音度
化も生じない。高音用、中音用、および低音用の各スピ
ーカの振動板は、衝撃音（インパルス）または長く持続
する音により励振された場合、常に同一位相である。そ
の結果、低音と中音との間または中音と高音との間の遷
移周波数（クロスオーバ周波数）に関する問題が、まず
最初に、実用的でかつコスト的にも有利な方法で解決さ
れる。そのようなわけで、今までは実際上、ある妥協点
を見出すしかなかったが、各振動板は立ち上がり音また
は衝撃音（インパルス）のいずれについても同一位相で
移動可能であり、音響的に適切な重畳を行なうことが可
能である。

もう１つの利点は、市販のスピーカを用いてスピー力・
システムを構成できることである。特殊な製品、例えば
、再調整用のセンサーや高価な精密部品や、特定の固有
値から外れないようにするために特殊な製造工程を要す
るような製品は必要でない。

もう１つの利点は、補償装置の固有の電気的特性が、動
作中に回路に負荷がかかっても変化しないということで
ある。コイルやコンデンサは、動作中に加熱により特性
が変化する。また、例えばコイルの場合にヒステリシス
、飽和および渦電流が原因となって生ずるような、部品
による非直線性は、この演算増幅器を用いた調整可能な
補償装置では生じないという利点もある。

この補償装置は簡単かつ広範に調整可能であるが、この
点も、変換器が破壊して交換が必要となった場合に有利
である。そして、修理作業が必要な場合には、この補償
装置は非常に都合がよい。

この補償装置は、将来のスピーカの新製品、例えば、磁
石の空隙に磁性液を入れた新しいスピーカや、新しい平
面振動板を用いたスピーカなどには有用である。

ここで言及しておくべきこの補償装置の別の利点は、こ
の補償装置は活性部品が少ないために非常に安く作るこ
とができることである。

また、この補償装置は、現在の一般的な演算増幅器程度
の大きさに容易にすることができるので、設置スペース
が小さいという利点がある。これに比べ、例えば低音域
に用いられるスピーカ等価回路の個別部品は大形である
。

（実施例） 以下、図面、式および低音用スピーカの一実施例により
本発明の詳細な説明する。

第７図は終段に微分回路を備える公知のスピーカ等価回
路図である。諸数値は低音用スピーカの試料について、
そのスピーカを用いて動的に決定される。複素入力イン
ピーダンスは様々な周波数について測定され、等価回路
の各部品の数値はその測定値から数学的に計算される。

この等価回路のレスポンスは、スピーカ自体のレスポン
スと正３ 確に一致する。

Ｒｓ　＝６．８Ω　Ｒ１＝４０Ω Ｌ　ｓ　＝１．１　ｍＨ’　Ｌ１＝　３４．８　ｍＨＣ
１＝　１７２μＦ 電圧Ｕ１がスピーカまたは正確なシミュレーション回路
の入力端子間に等価回路により印加され、電圧Ｕ２を出
力端子間に取り出すことができる。

Ｕｌ／Ｕ２の関係から制動関数がめられ、Ｕ２に対する
Ｕｌの位相ずれから位相角曲線がめられる。上側の制動
関数の一般式は次の通りである。

（式１） 計算を簡単にするために、部品の数値は標準化される。

基準値（インデックスＢ）は自由に選定４ できるが、最も簡単な関係となるように選定される。

基準値（インデックスＢ） ｆ　Ｂ　＝６５．０５２８４　Ｈｚ自由選定Ｌｓ　＝３
４．８０　ｍｌ　自由選定 ＣＢ＝１７２μＦ　自由選定 Ｒ，＝ｔ、Ｂ　・２π・ｆ　Ｂ　＝１４．２２４ΩＴｓ
＝１／（２πｆｅ）基準時間 τ　＝微分要素の時定数 標準化（インデックスｎ） Ｒｓｎ＝　Ｒｓ　／　Ｒｅ　＝０．４７８０Ｌｓｎ＝　
Ｌ　ｓ　／　ＬＨ−０，０３１６０９Ｌ＋ｎ＝Ｌｔ　／
Ｌｓ　＝１ Ｃ＋ｎ＝０１／ＣＢ　＝１ Ｒ＋ｎ＝Ｒ１／Ｒ８＝２．８１２１ τｎ−τ／Ｔｓ＝１（選定） 次　葉 −上記標準化された値は式＋１１に用いられ、式（２）
の無次元の係数が得られる。

（式２） ％式％ ）） ） ）） ） またゲインは様々に与えられる。

（式３） これから係数はつぎのようにまる。

’ｌ＋＝０．４９４０８２ ｑ２＝２．４３９９１７ ９１：１−ｙ ｑ３＝１２．５４５７７ τｎ−τ／Ｔ Ｃｏ＝０．０３１６０９ この制動関数は補償回路によって補償すべきものであり
、低音用スピーカの試料の場合が周波数の関数として第
８図ａに示されている。しかし、このような曲線は、基
本的にあるゆるダイナミック変換器で同じである。同様
に、補償回路によって補償すべき位相角曲線が、低音用
スピーカの試料の場合について周波数の関数として第８
図すに示されているが、この曲線もあるゆるダイナツク
変換器でほぼ同一である（第２図も参照）。単純に式（
３）の逆数をとって、スピーカの総合レスポンスを逆数
の形で得ようとしても解答は得られない。

この関数は回路技術の観点からは安定でなく、それ自体
の内部で振動してしまうからである。

以下、本発明による補償装置について説明する。

この補償装置は、アナログ計算機からなるスピーカ等価
回路と同様に複雑な交差結合を有するが、スピーカの伝
達範囲内に限り上記逆関数を適切に近似表現する。

伝達範囲外、例えば低音用スピーカの中音域、中音用ス
ピーカの低音域と高音域、高音用スピーカの低音域と中
音域においては、回路の調節によって確定可能誤差は必
要なだけ小さな値にできる。

しかし、スピーカは分割回路を介して作動させられ、こ
の分割回路は伝達範囲外の周波数域を大幅に減衰させる
ため、このようにしてめられる誤差は実際には全く現れ
ない。したがって、補償装置を分割回路の後段側でスピ
ーカの前段側に設けるのが有利である。

本発明による方法においては、多項式として一般表現し
た逆関数Ｈ（ｐ）が次のように利用される。

すなわち、式（３）の分子がスピーカから決定された諸
係数とともに式（４）の分母に代入され、その新しい分
子が一般的に式（４）に用いられる。数学上の安定性基
準によって、多項式の分子の次数は分母の次数以上でな
ければならない。

（式４） ％式％） 分母の係数も計算される一般式、または分子の次数が４
次以上の別の式もまた可能である。しかし、すべての係
数、例えば分母および分子の全係数が自由に選定可能で
あると、適切な近似解を得るための計算量が増加する。

分母の次数が必要以上に高いと、計算量が増加し、また
補償装置に多数の積分回路が必要になる。このように積
分回路数が増加すると、補償装置は複雑化するため、信
号処理で誤り°が発生する可能性がある。実際には、信
号が弱まるために、最終段の積分回路はポテンショメー
タを調節しても補償曲線にほとんど影響を及ぼさない。

したがって、４次、５次およびそれ以上の次数の回路、
すなわち積分回路を４個、５個またはそれ以上備える回
路は、３つの積分回路を有する精密に調整した補償装置
と同等である。

いくつかの条件から、所望の正確度で式（４）またはそ
れ以上の次数の他の式の係数を反復解決によってめるの
が有効である。そのような条件はつぎの通りである。

■、決定すべき自由に選択可能な係数の調整および修正
は、常にシステム全体に亘って行わねばならない。とい
うのは、そのようにして、初めである係数の調節によっ
て生じる他の例数に対する複雑な影響を調節できるよう
になるからである。

２、選択された伝達範囲内でだけ、伝達関数が式（３）
の逆制動関数に近似される。低音用スピーカの試料につ
いてそのような曲線を第１０図ａに示す。

３、選択伝達範囲における伝達関数の式（３）の逆制動
関数に対する近似形は好ましくは単調形であるべきであ
る。

制動曲線の近似曲線が所定の曲線形に単調に近似せず、
例えば所定の曲線形を中心に正負にスイングすると、位
相角曲線の近似が十分一致しない。

制動関数が単調近似されるならば、第１１図ａの理想的
伝達関数と比較したダンピング誤差は良好であると評価
できる。

４、選択伝達範囲において得られた、逆位相用曲線に対
する近４１！位相角曲線の形が適切でなければならない
。

低音用スピーカの試料について、そのような曲線を第９
図すに示す。

５、第１１図ａの制動関数および第１１図すの位相角曲
線の近似誤差は、希望する伝達範囲内、その端、および
その外側について、それぞれ見積らねばならない。

上記近似処理は、係数を適当に選択して所望の結果が得
られるまで、それらを調節することによって行われる。

係数の調整は、常に段階的にかつシステム全体に亘って
行われる。個々の計算ステップは、カリキュレータまた
はグラフインク計算機を用い、数値計算により行われる
。グラフインク計算機を用いる場合、係数の変化を、そ
れによって生じる曲線の変化から直接的に評価できるた
め、近似過程を迅速化できる。

係数の近似値が既に知れている場合、例えば同０ 一シリーズのスピーカの場合には、オシロスコープを用
いて位相角曲線の修正調整によって微調整を行うことが
できる。この目的のためには、補償装置はダイナミック
・スピーカ・システムに直列に接続され、補償装置およ
びダイナミック変換器またはその正確な等価回路からな
る伝達系全体は、様々な周波数の矩形波信号によって駆
動される。

係数は、補償装置の調整可能なポテンショメータを調節
することにより変化する。このような最適化の目的は、
矩形信号波形を再生し、できる限り誤差のない立ち上が
りおよび立ち下がりを、変換器またはその等価回路から
得られるようにすることである。そのような最適化は、
オシロスコープ画面上で入力信号と比較することにより
十分にできる。

以上説明した低音用スピーカの試料において、式（４）
および次の値 ｑ＋＝０．４９４０８２ ｑ２＝２．４３９９１７ ｑ３＝１２．５４５７７ １ にしたがい、複数の近似計算ステップにより、次の係数
が得られた。

Ｃ＝４．８３９ ωｏ　＝　０．２５ Ｑ＝０．７０７ −５０ また、次の変形式（５ａ）に関し、 （式５ａ） １）３Ｐ’　＋　ｂ２Ｐ２＋　ｂ＋　ｐ　＋　ｂ。

次の係数がめられる。

α２＝５０．３５３ α１＝１７．７４０ α。−３，１５ し３＝０．２０６６ ｂ２＝３．１９８ １、、＝７．８５４ ｂｏ＝３．１２５ 基準周波数ｆＢ＝６５．０５２８４Ｈｚこれらの係数は
、第９図ａに示す本発明による回路構成において、ポテ
ンショメータＰ１〜Ｐ７を調整するだけでよいものであ
る。回路部品との関係で、ダイナミック・スピーカ・シ
ステムに合わせるための微調整が必要であるが、これは
前述のようにオシロスコープを用いて行われる。

第１１図ａおよび第１１図すの誤差曲線を有する低音用
スピーカの試料から、補償装置で入手可能な固有値を補
償できるようにするための精密な方法がわかる。

音圧伝達曲線の誤差は４０〜５０Ｈｚの範囲で０、１　
ｄ　Ｂ未満である。位相角曲線の誤差は、８０〜８００
　Ｈｚの範囲内で±１０°未満である。第９図ａに示し
た本発明による回路構成を、以下詳細に説明する。

第９図ａに示す本発明による回路構成は、式（５ａ）に
したがい、その微分次数に対応した３つの非反転積分器
Ｂ１．Ｂ２．Ｂ３が直列に接続されている。回路入力よ
り、入力信号Ｕ１が加算要素Ｓ１に与えられる。この加
算要素Ｓ１には、回路の戻り線Ｒｏ、Ｒｔ、Ｒ２も入力
され、これらの戻り線の途中に調整可能なポテンショメ
ータＰｙ、Ｐ６．Ｐ５が設けられている。その帰還信号
は、いずれも積分器Ｂｌ、Ｂ２．Ｂ３の出力から取りだ
され、インバータｌｏ、１１．１２によって反転される
。入力加算要素および３つの積分器の直列接続回路から
出る４本の引き出し線ＡＯ。

Ａｌｌ、Ａ２．Ａ３は、調節可能なポテンショメータＰ
４．Ｐ３．Ｐ２．ＰＩを介し加算要素Ｓ２に入力される
。加算要素Ｓ２の出力から、出力電圧Ｕ２を取り出すこ
とができる。積分器は集積回路（例えばテキサス・イン
スツルメンツ製のＴＬ０７１　ＣＰまたはＴＬ　０７４
）として入手できる。

第９図す、第９図Ｃ２第９図ｄ、第９図ｅにそれぞれ示
す本発明による回路構成は、第９図ａに示した本発明の
回路構成の変形例であり、これは第９図ａに示した回路
構成および数式から容易に導出できる。Ｓは加算要素、
Ｂは積分器、Ｒは戻、３４ り線、Ａは引き出し線、Ｐは係数値に合わせることがで
きるポテンショメータ、■はインバータである。

第９図すに示す本発明の変形回路構成においては、積分
器Ｂは、３個ではなく２個だけ直列に接続され、３番目
の積分器Ｂは別に接続されている。

この回路構成の数式表現はつぎの通りである。

（式５ｂ） 第９図Ｃに示す本発明の変形回路構成は、ある４次方程
式を解いた数式から得られたものであり、４つの積分器
Ｂが直列に接続される。

この回路構成を表現する数式はつぎの通りである。

（式５ｃ） 第９図Ｃに示した本発明による回路構成と異なり、第９
図ｄに示す本発明による変形回路構成で５ は、４つの積分器Ｂは直列接続でなく、２つずつ分けて
直列接続するようになっている。

この回路構成を表す数式は次の通りである。

（式５ｄ） 第９図ｅの変形回路構成は、第９図ａに示すように各積
分器Ｂを直接的に直列接続せずに、各積分器Ｂをフィー
ドバック結合および引き出し線によって閉じた回路とし
、それらの回路を単純に順に直列接続した構成も可能で
あることを示している。

この回路構成を表す数式は次の通りである。

（式５ｅ） 第７図に示す公知の回路においては、第４図に示すダイ
ナミック変換器の公知の等価回路から得られる信号は、
１同機分される。その結果、制動または加速に関する伝
達関数が得られる。ダイナミック変換器の誤応答を補償
するための方法および回路構成については、この加速−
比例および／または制動−比例伝達関数を用いて既に略
述した。

予め歪ませた加速−比例および制動−比例信号は、ダイ
ナミック変換器の最終段増幅器に直接入力して、変換器
の固有のレスポンスを補償するのに適している。しかし
、第７図におけるように、微分回路を設けないで、第４
図の回路から直接信号を得ることも可能である。このよ
うな方法で、電気力学的等価回路または変換器の速度−
比例伝達関数が得られる。

この場合にも、同様な数式表現、および同じ補償回路構
成を用いる逆速度−比例伝達関数の反復解法が可能であ
る。得られる係数が異なるだけである。しかし、このよ
うな歪ませた速度−比例信号をダイナミック変換器の最
終段増幅器に与え得るようにするために、その信号を１
同機分して加速−比例歪み電圧関数を得なければならな
い。

しかし、第４図の回路から信号を取り出し、第７図のよ
うにその信号を１同機分するのではなく、１目積分する
ことも可能である。そのようにすると、ダイナミック変
換器またはその等価基の偏差−比例伝達関数が得られる
。この場合にも、同様の数式表現と、同一回路構成を利
用した偏差−比例伝達関数の反復解決が可能である。し
かし、得られる係数は異なる。また、予め歪ませた偏差
−比例信号をダイナミック変換器の終段増幅器に与え得
るようにするために、その信号を２同機分して歪んだ加
速−比例電圧関数を得ねばならない。

マタ、スピーカの逆等価回路をスピーカに直列に接続し
ても、ムービングコイル″の影響がないこと、すなわち
、ムービングコイルの抵抗やインダクタンスの影響がな
いことも、米国特許明細書箱３．９８８，５４１号から
れかる。しかし、そのような回路構成の場合、スピーカ
を電流駆動しないと、ムービングコイルへの影響を無視
できない。

このようなタイプの個別部品からなる等積回路も、本発
明による補償装置によって近似できる。

ムービング・コイルからの影響がないので、２次式だけ
が得られる。係数は同じ反復法により決定８ される。このような回路構成の欠点は、電流増幅器が、
妥当な大きさに作りにくく、また不安定になりやすいの
で、一般的でなく、増幅器の内部抵抗が大きい場合でも
小さい場合でも増幅器の電流により薄膜運動の制動がで
きないということである。

低音用スピーカに関連して既に説明したようなシステム
で発生する再生誤差の補償方法は、基本的には安価なグ
イナミソク・マイクロホン又はピックアップ系にもその
まま利用できる。マイクロホンも、その振動レスポンス
はスピーカと同じだからである。スピーカとマイクロホ
ンとの唯一の本質的相違は、信号の流れを考えた場合、
スピーカではその前段側で信号を変化させ、したがって
その変化は予め歪ませることを意味するが、マイクロホ
ン又はピックアップ系の場合、信号変化はマイクロホン
やピックアップ系の後段で起り、したがってその信号変
化は歪を修正するものであるという点である。

９ 再生誤差補償用の計算機回路を純粋なアナログ回路とし
て設計する代わりに、デジタル計算機回路を用いること
もできる。この点は、電気信号がその音響信号への変換
時に既にデジタル信号として存在している場合に極めて
有利であり、これについて以下説明する。

第１２図に、電気音響変換器に与える予め歪ませた信号
を、元の入力信号から発生する装置の回路図を示す。予
め与える歪は、入力信号の瞬時波形に追従しなければな
らず、また周囲の環境も含めて実際の変換器系の不完全
性ができる限り補償されるような大きさでなければなら
ない。

第１２図において、元の入力信号Ｕ１は、アナログ／デ
ジタル変換器Ａ／Ｄによって一連のデジタル信号ＤＳ１
に変換される。このデジタル信号ＤＳ１は、入力信号の
最高周波数に比べて高い、例えば１００ｋＨｚの繰り返
し周波数（走査周波数）で出力されるが、これは常に、
例えば１２８以外のある振幅値の２進コードを示す。各
データは例えば７ビツトからなり、走査時点における（
瞬時）振幅値を示すものであり、入力信号Ｕ１の時間と
共に変化する。

デジタル信号ＤＳＬの系列は、マイクロコンピュータＲ
のデータ入力に与えられる。このマイクロコンピュータ
Ｒは、マイクロプロセッサＭＰ。

少なくとも１つのプログラマブル・リード・オンリー・
メモリーＦＲＯＭ、ワークメモリーとして働く読み書き
メモリーＲＡＭ、および、周知であるので詳述しないが
、い（つかの周辺装置から概ね構成される。

リード・オンリー・メモリーＦＲＯＭには、電気音響変
換器、例えば前段に電力増幅器を備え容器に収容された
ダイナミック・スピーカやマイクロホンの再生特性を示
す、すべての重要な特性値が格納される。このような特
性値は、滑り、振動板および予備充填空気量の慣性、張
力、復元力、制動、共振周波数などのパラメータ、さら
に妥当な場合には電力増幅器の周波数レスポンスおよび
内部抵抗に関するものである。

上記プログラマブル・リード・オンリー・メモリーＦＲ
ＯＭまたは別のアドレッシング可能な同タイプのメモリ
ーに格納されたプログラムによって、デジタル信号ＤＳ
Ｌ（以下、−次デジタル信号と称する）はコンピュータ
に入力され、変換器の特性値にしたがい、二次デジタル
信号ＤＳ２に変換される。しかし、変換が意味を持つの
は、例えば入力信号Ｕ１によるレヘルの跳躍が発生した
場合や、入力信号の瞬時信号周波数が変換器の共振周波
数に十分接近した場合だけである。他方、入力信号Ｕ１
の波形が正弦関数に相当し、そのピーク値がもし変動し
ても、その変動を無視できるような場合には、変換は省
略される。

しかし、コンピュータＲは、入力信号Ｕ１の波形を観測
するために、入力信号曲線の値を少なくとも３回続けて
走査しなければならない。これらの値から、入力信号曲
線の急峻度および曲率を確定できる。入力信号曲線の変
化は現目的にとって非常に重要であるが、これは前の走
査値との比較により調べることができる。

変換の実行方法は、つまるところ強制振動の微２ 分方程式の解法（Ｉｓｔｖａｎ　５ｚａｂｏ、　Ｅｉｎ
ｆｕｈｒｕｎｇ　１ｎｄｉｅ　ｔｅｃｈｎｉｓｃｈｅ　
Ｍｅｃｈａｎｉｋ　（Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ　ｔ。

１ｎｄｕｓｔｒｉａｌ　ｍｅｃｈａｎｉｃｓ　）　Ｓｐ
ｒｉｎｇｅｒ　−Ｖｅｒｌａｇ１９６３．３４８ページ
と３４９ページを参照）と同じであるから、ここでは詳
述しない。

二次デジタル信号ＤＳ２の必要な修正は可能な限り早期
に、例えばレベル跳躍を検出した直後に行うべきである
ので、３つの走査値の１つ目に関連したデジタル信号が
変換されるまでは、残りの２つの走査値に関連するデジ
タル信号の入力を待たせなければならない。そのため、
計算に必要な時間の他に、考慮すべきである遅延時間が
生じる。

第１２図を参照して、二次デジタル信号ＤＳ２の系列は
、マイクロコンピュータＲのデータ出力に接続されたデ
ジタル／アナログ変換器Ｄ／Ａによってアナログ制御信
号Ｕ２に変換され、この信号Ｕ２は電気音響変換器Ｗを
制御するために用いられる。しかし一般的に、電気音響
変換器Ｗの前段に電力増幅器ＥＶが接続され、それによ
ってアナログ制御信号Ｕ２をさらに増幅する。電力増幅
器３ ＥＶの特性データ、特にその周波数レスポンスおよび内
部抵抗は元の入力信号Ｕ１から音響振動までの伝達路に
含まれるので、これらのパラメータも、前述のように、
変換器の特性値とともに二次デジタル信号ＤＳ２の計算
において考慮しなければならない。

近年、音楽のデジタル録音の重要度が増している。その
ような記録情報を読み出す装置は、記録情報に相当する
一連のデジタル信号を直接的に送出できる。そのような
場合、アナログ／デジタル変換器を設ける必要がないこ
とは当然である。

電気音響変換器、例えばスピーカが主に音楽再生に用い
られるものであれば、入力信号の全周波数範囲は通例、
例えば３つの部分周波数域に分割される。そのような目
的に設計されるスピーカは、それぞれの部分周波数域毎
に用意される。そのような周波数分割は分割回路によっ
て行われるが、この分割回路はＬＣ要素、演算増幅器を
用いたフィルター、またはデジタル・フィルターとして
設計される。デジタル・フィルターは、デジタル記録に
特に有用である。

最高部分周波数域、つまり高音域の入力信号は修正する
必要のないことが多い。その場合が第１３図に示されて
いる。元の入力信号Ｕ１は、分割回路ＦＷＩ〜ＦＷ３に
よって分割される。分割回路ＦＷＩは最低部分周波数域
を通過させ、分割回路ＦＷ３ば最高部分周波数域を通過
させる。

アナログ／デジタル変換器、マイクロコンピュータおよ
びデジタル／アナログ変換器からなる修正ユニッ）Ｋｌ
、に２による信号走行時間を補償するために、遅延線Ｄ
　Ｅ　Ｌが最高部分周波数域に設けられる。電気音響変
換器およびその前段電力増幅器は、それぞれＷ１〜Ｗ３
およびＥＶＩ〜Ｅ■３で示されている。

受動遅延線の代わりに、クロック制御のシフトレジスタ
を設けることもできるが、それはアナログ／デジタル変
換器の前段側およびデジタル／アナログ変換器の後段側
に配置しなければならない。

しかし、デジタル記録に関連するアナログ／デジタル変
換器を、省くことができる。さらに、そのンビュータと
置き換えることができる。

第１４図に示すように、低音域用、中音域用のアナログ
／デジタル変換器Ａ／ＤＩ、Ａ／Ｄ２の走査クロックを
、好ましくは半クロツク周期だけ遅れさせることにより
、この２つの部分周波数域の一次デジタル信号ＤＳＩＩ
、ＤＳ１２を共通のマイクロコンピュータＲｇのデータ
入力に交互に供給して、それらを交互に処理させること
ができる。その前提として、マイクロコンピュータＲｇ
は処理速度が十分に速く、また適切にプログラミングさ
れることが必要である。

二次デジタル信号出力は、マイクロコンピュータＲｇに
よって、低音域および中音域の２つのチャネルの関連す
る側に分離されて供給されなければならない。この分離
は、マイクロコンピュータＲｇによって制御されるマル
チプレクサＭＵＸにより行われる。しかし、マルチプレ
クサＭＵＸの後のデジタル／アナログ変換器Ｄ／ＡＩ、
Ｄ／Ａ２が、デジタル入力情報の取込みをクロック制御
　ｂ されるように設計され、マイクロコンピュータＲｇのデ
ータ出力と同期した取込みクロックの位相が相互にずら
されるならば、マルチプレクサＭＵＸを省くことができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は公知のダイナミック変換器の振幅／周波数レス
ポンスを様々なダンピングファクタαについて示す図、
第２図は公知のダイナミック変換器の位相／周波数レス
ポンスを様々なダンピングファクタαの場合について示
す図、第３図はスピーカに関する公知の振動板フィード
バック方式を示す図、第４図は個別部品からなる公知の
ダイナミック・スピーカ等価回路を示す図、第５図ａは
個別部品からなる公知の等価回路を用いてフィードバッ
クをかけダイナミック・スピーカをシミュレーションす
る方式を示す図、第５図すは第５図ａの回路と電気的に
等価な個別部品からなるダイナミック・スピーカ等価回
路を逆向きに直列接続した回路を示す図、第６図はアナ
ログ計算機回路として構成された公知のダイナミック・
スピーカ７ 等価回路を示す図、第７図は微分回路を接続した公知の
個別部品からなるダイナミック・スピーカ等価回路を示
す図、第８図ａは低音用ダイナミック・スピーカまたは
その第７図に示す等価回路によって得られる制動曲線を
示す図、第８図すは低音用ダイナミック・スピーカまた
はその第７図に示す等価回路によって得られる位相角曲
線を示す図、第９図ａは３つの積分器を有する本発明の
補償装置の基本構成を示す図、第９図すは第９図ａに示
した本発明の補償装置の変形例を示す図、第９図Ｃは４
つの積分器を有する本発明の補償装置の変形例を示す図
、第９図ｄは第９図Ｃに示す本発明の補償装置の変形例
を示す図、第９図ｅは第９図ａに示す本発明の補償装置
の変形例を示す図、第１０図ａは低音用ダイナミック・
スピーカの計算例に係る補償装置の制動関数の近似曲線
を示す図、第１０図すは低音用ダイナミック・スピーカ
の計算例に係る補償装置の位相角の近似曲線を示す図、
第１１図ａはグラフを用いて理想伝達関数と比較したダ
ンピング誤差の曲線を示す図、第１１１ｍｂは理想位相
曲線と比較した位相誤差の曲線を示す図、第１２図はデ
ジタル計算機回路を用いた本発明による装置の回路図、
第１３図は入力信号の全周波数範囲が３つの部分周波数
域に分割される装置を示す図、第１４図は第１３図の装
置の変形例を示す図である。 Ｕｌ−入力信号、Ｕ２−出力信号、Ｓ−加算回路、Ｂ　
−積分器、Ｉ　−インバータ、Ｐ−ポテンショメータ、
Ｄ　Ｓ　１−−−一次デジタル信号、Ｄ　Ｓ　２−二次
デジタル信号、Ｒ−マイクロコンピュータ、ＰＲＯＭ−
プログラマブル・リード・オンリー・メモリー、Ｄ　／
　Ａ−デジタル／アナログ変換器、Ａ／Ｄ−アナログ／
デジタル変換器、ｗ−電気音響変換器、Ｅ■−増幅器。 特許出願人　ベーター　プフライデレル０ ６４８− 特開昭ＧＯ−１３４６９９（１６） 喝憤寸へへへ０ ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ■、再再生べき信号の伝達路が音響部分と電気的部分か
   らなる電気音響変換器の再生誤差を、ある周波数範囲内
   において補償する電気音響変換器の再生誤差補償装置に
   おいて、前記伝達路の前記電気部分に、入力信号Ｕ１を
   受けて変形した出力信号Ｕ２を発生する計算機回路が設
   けられ、前記変形出力信号は、滑り、運動せしめられる
   振動板および空気容積の慣性、張力、復元力、制動、共
   振周波数などの前記電気音響変換器Ｗの固有特性に基づ
   いて、前記入力信号Ｕ１から導出されることを特徴とす
   る電気音響変換器の再生誤差補償装置。 ２、前記電気音響変換器Ｗは電気信号を音響信号に変換
   する働きをし、前記計算機回路は伝達方向に見て前記電
   気音響変換器Ｗの上流側に配置されることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項に記載の電気音響変換器の再生誤
   差補償装置。 ３、前記電気音響変換器Ｗは音響信号を電気信号に変換
   する働きをし、前記計算機回路は伝達方向に見て前記電
   気音響変換器Ｗの下流側に配置されることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項に記載の電気音響変換器の再生誤
   差補償装置。 ４、前記計算機回路としてデジタル作動のマイクロコン
   ピュータＲが設けられ、前記マイクロコンピュータＲは
   前記入力信号Ｕ１が一連の一次デジタル信号ＤＳＩとし
   て供給され一連の二次デジタル信号ＤＳ２を発生し、前
   記電気音響変換器Ｗの前記固有特性と前記−次デジタル
   信号ＤＳＬを前記二次デジタル信号ＤＳ２に変換するた
   めのプログラムとが格納されるリード・オナオンリー・
   メモリーＲＯＭが前記マイクロコンピュータＲに関連付
   けられ、さらに、前記二次デジタル信号ＤＳ２の系列を
   アナログ出力信号Ｕ２に変換するためのデジタル／アナ
   ログ変換器Ｄ／Ａが設けられることを特徴とする特許請
   求の範囲第２項に記載の電気音響変換器の再生誤差補償
   装置。 ５．アナログ信号としての入力信号Ｕ１を一連の一次デ
   ジタル信号ＤＳＬに変換するためのアナログ／デジタル
   変換器Ａ／Ｄが設けられることを特徴とする特許請求の
   範囲第４項に記載の電気音響変換器の再生誤差補償装置
   。 ６、入力信号Ｕ１の周波数範囲を複数の部分周波数域に
   分割するための分割回路（ＦＷＩ−ＦＷ３が設けられ、
   その各部分周波数域毎に終段増幅器ＢＶＩ〜ＥＶ３およ
   び電気音響変換器Ｗ１〜Ｗ３がそれぞれ設けられ、少な
   くとも最低部分周波数域にマイクロコンピュータＲ、デ
   ジタル／アナログ変換器Ｄ／Ａ、および必要ならばアナ
   ログ／デジタル変換器Ａ／Ｄからなる修正ユニットＫｌ
   、に２が設けられ、一方、その他の部分周波数域には信
   号を遅延させる装置ＤＥＬが設けられることを特徴とす
   る特許請求の範囲第５項に記載の電気音響変換器の再生
   誤差補償装置。 ７、前記最低部分周波数域および少なくともその次の部
   分周波数域の一次デジタル信号ＤＳＩＩ。 ＤＳ１２は共通のマイクロコンピュータＲｇのデータ入
   力に多重化され、前記マイクロコンピュータＲｇにより
   制御されるマルチプレクサＭＵＸが前記マイクロコンピ
   ュータのデータ出力に接続され、前記マルチプレクサは
   前記最低部分周波数域および少なくともその次の部分周
   波数域に関連した前記二次デジタル信号ＤＳ２Ｌ　ＤＳ
   ２２を対応するデジタル／アナログ変換器Ｄ／Ａｌ、Ｄ
   ／Ａ２の入力に交互に結合することを特徴とする特許請
   求の範囲第６項に記載の電気音響変換器の再生誤差補償
   装置。 ８、前記最低部分周波数域および少なくともその次の部
   分周波数域の一次デジタル信号ＤＳＩＩ。 ＤＳ１２は共通のマイクロコンピュータＲｇのデータ入
   力に多重化され、前記最低部分周波数域および少なくと
   もその次の部分周波数域のためのデジタル／アナログ変
   換器Ｄ／Ａｌ、Ｄ／Ａ２の入力は前記マイクロコンピュ
   ータＲｇのデータ出力に並列に接続され、前記二次デジ
   タル信号ＤＳ２１．ＤＳ２２の前記デジタル／アナログ
   変換器Ｄ／Ａｌ、Ｄ／Ａ２への伝達は前記マイクロコン
   ピュータＲｇによって供給される信号により多重化でき
   ることを特徴とする特許請求の範囲第６項に記載の電気
   音響変換器の再生誤差補償装置。 ９、前記計算機回路は複数の積分器Ｂ、調整器Ｐおよび
   少なくとも２つの加算回路Ｓからなるアナログ回路とし
   て設針され、前記入力信号Ｕ１は第１の加算回路Ｓの１
   つの入力に印加され、前記第１の加算回路Ｓの他の入力
   は前記第１の加算回路Ｓの出力側に接続された少なくと
   も１つの積分器Ｂの出力とインバータ■および調整器Ｐ
   を介して接続され、前記第１の加算回路Ｓの出力および
   前記積分器Ｂの出力は他の調整器Ｐを介して第２の加算
   回路Ｓの入力に接続され、前記第２の加算回路Ｓの出力
   から前記出力信号Ｕ２を得ることができ、前記計算機回
   路に含まれる積分器Ｂの個数は、前記電気音響変換器Ｗ
   の複雑な固有レスポンスを、振幅／周波数レスポンスお
   よび位相／周波数レスポンスに関して逆数形にて近似す
   るための数学的関数の次数と等しいことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項に記載の電気音響変換器の再生誤差
   補償装置。 １０、直接的に直列接続される積分器Ｂの個数は、複数
   の因数に随意に分解される前記数学的関数の前記因数の
   次数と常に等しく、直接的に直列された積分器Ｂの群毎
   に第１および第２の加算回路Ｓ１対応する調整器Ｐおよ
   びインバータＩが関連付けられ、先行する積分器群の第
   ２の加算回路の出力はその次の積分器群の第１の加算回
   路Ｓの入力に接続されることを特徴とする特許請求の範
   囲第９項に記載の電気音響変換器の再生誤差補償装置。 １１、前記計算機回路の構成は、前記電気音響変換器Ｗ
   の制動−比例および／または加速−比例伝達関数と近似
   した逆数形の数学的関数に相当することを特徴とする特
   許請求の範囲第１０項に記載の電気音響変換器の再生誤
   差補償装置。 １２、前記計算機回路の構成は３次の数学的関数に相当
   することを特徴とする特許請求の範囲第９項、第１０項
   、または第１１項のいずれか１項に記載の電気音響変換
   器の再生誤差補償装置。 １３、前記数学的関数は任意の所望数の１次以上の因数
   の結合に分解されることを特徴とする特許請求の範囲第
   １０項、第１１項、または第１２項のいずれか１項に記
   載の電気音響変換器の再生誤差補償装置。 １４、公知の振動板再調整法と組合わされることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項、第２項、第３項、第４項
   、第５項、第６項、第７項、第８項、第９項、第１０項
   、第１１項、第１２項、または第１３項のいずれか１項
   に記載の電気音響変換器の再生誤差補償装置。 １５、スピーカのムービング・コイルは電流駆動される
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項、第４
   項、第５項、第６項、第７項、第８項、第９項、第１０
   項、第１１項、第１２項、第１３項、または第１４項の
   いずれか１項に記載の電気音響変換器の再生誤差補償装
   置。