JPS60135780A - 単パルスｆｍ―ｃｗレーダ方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、送信機、送信アンテナおよび少なくとも２本
の受信アンテナ群よりなるアンテナ配列、送信信号と実
物の標的で反射して各受信アンテナで受信した谷エコー
信号との間の差のビート信号群をそれぞれ形成するミク
サ群並びに所定幅の目標地内にある実物の標的につき前
記ビート信号群を処理して角度とともに距離および速度
の少なくとも一方を検出する手段を備えた年パルスＦＭ
　−０Ｗレ一ダ方式に関し、特に、レーダ装置、好甘し
くは航空機用レーダ装置の構成が簡単になり、堅牢で嵩
張らず、低廉であるという極めて有利な性質を備えるよ
うにしたものである。

（従来技術） この種単パルスＦＭ−Ｇ’Ｗレーダ方式は既知でお一８
０頁に記載されている。かかる従来のこの種レーダ装置
は、直交２平面内、もしくは、例えば水平面とする単一
平面内に送出した単一パルスによって動作する。説明を
簡単にするために、以下では水平面内に単一パルスを送
出する場合に限って説明する。　゛ しかして、原理的には、単パルス・レーダは二つの機能
・すなわち、角度検出と距離・および速度の少なくとも
一方の検出との機能を有しており。

前者の角度検出は、簡単のために２本とする受信アンテ
ナ群でそれぞれ受信した信号群相互の位相比較によって
行なわれる。間隔ｄを置いた２本の受信アンテナＲ０お
よびＲ２により、その受信アンテナ配列の軸と角度φを
なす方向から到来した信号をそれぞれ受信すると、各受
信アンテナＲ工およびＲ２でそれぞれ受信した信号相互
間の位相ずれψは、つぎの（１）式で表わされる。

４　°　（、） φ＝２πＴＳｌｎφ ここに、λは放射波の波長である。

各受信アンテナの構成配置が同一であれば・標的からの
反射として受信した各電界Ｅ０およびＲ２は相等しく同
相となり、φ＝０となる。したがって、各受信電界Ｅ□
　Ｅ、の差の値に応じて受信アンテナＲ，Ｒ２の組合わ
せを正しい位置に制御し得ることになシ、受信電界”ｌ
、　Ｒ２の差は、その和に関して正規化することができ
る。例えば。

Ｅ、＝　Ｅｏｃｏｓ　（ωｔ−（！／２）　（２）Ｅ　
２　＝Ｅｏ　ｃｏｓ　（ωｔ＋”Ｊ）　（ａ）したがっ
て、振幅に関しては、１クオドレイチユアの精度で 実際には、この種のレーダにおいては、差のビート信号
の和と差とから、さらには、同期復調器によシ、ｋｓｉ
ｎψなる形態の項をめて、定数ｋを決定することができ
る〇 したがって、信号量位相の比較がレーダ系の角度精度を
決めるパラメータとなって、この位相比較は高周波信号
間において直接に行なうこともできるが、そのためには
、差動段より前段に位置す。

るアンテナや接合部等におけるあらゆる構成要素の位相
を極めて良好に制御する必要がある。しかしながら、本
発明の目的とする簡単化した構成の装置においては、高
周波領域で作動するかかる高精度で複雑な構成の要素は
原則として用いない。

その替わυに、本発明を適用するレーダ装置においては
、この位相比較を信号周波数の変換後に行な□う。した
がって、高周波入力段に生ずる位相誤差に〃口えて、増
幅段およびミクサ段においても位相ｉ差が生ずる。

一方、距離検出は送受信信号相互間の相関を観測するこ
とによって行なわれ１例えば、時間Ｔの期間に周波数偏
移Ｆを有するｌ形質調信号を送信した場合には、その信
号を受信したときにつぎの（））式の値の遅れτ％’ｉ
！！彰が生ずる。

１＝２％′（７） ここに、Ｃは屯磁波の伝播速度であり、Ｄは標的の距離
であって、つぎの（８）式で表わすビート周波数、ｒ　
６特徴とするドツプラ効果により遅れ時間、・・τにず
れを生ずる。

ｆｄ＝＝　２　Ｖ／Ａ（８） ここに、■は標的に関する速度すなわちドツプラ速度で
ある。かかる状態において有効な差のビート信号は、つ
ぎの（９）式で表わすビート周波数ｆｂを有している。

上述のビート周波数ｆＣ１の値は、従来周知の特殊なビ
ート信号処理によって分離抽出することができ・そのｅ
−卜４言号処理Ｋｌ′″′Ｃ標的速度ゞを知ることがで
き、さらに、　（？本式および（９）式を用いて標的距
離り、を決定することができる。この極めて簡単にした
例によっても、目標地の該当部分が周波数Ｆ波器と等価
の作用をなしていることが判る。

しかして、実際のイーダにおいては、明、らかに、受信
機の飽和現象を避けるために受信期間を送信期間から掛
は離すのが一般であり、したがって、局部発振器は参照
信号の役をしているが、その動作には変わりはない。

近接信管の役もしくは自動方向検出器としての用途を意
図した極めて簡単な構成のレーダは、単純であって、微
妙な調整を要しないが、上述したようなＦＭ−’ＯＷレ
ーダの場合には、製造時および使用時における位相同一
性の制御が極めて微妙である、という欠点があった。

（発明の目的） 本発明の目的は、上述した従来の欠点を除去し、高周波
段および中間周波段の双方で生ずる位相誤差を修正し得
るようにした単パルスＦＭ　−０Ｗレ一ダ方式を提供す
ることにある。

（発明の構成） 従来の欠点を除去して上述した目的を達するために、本
発明による冒頭に述べた種類のレーダ方式は・送信機に
接続可能な、変調器から−なる送信系および構造上もし
くは測定により既知の幾何学的相対位置から受信アンテ
ナ群に送信する擬似送信アンテナを備えて当該レーダ方
式における電気的レベルおよび機械的レベルに生じて標
的の角度位置の測定を誤らせる位相誤差を修正するよう
にした標的シミュレータを設けるとともに、当該標的７
ミユレータによる擬似ビート信号を処理して擬似標的の
角度検出゛を行なうことにより、位相誤差を修正する手
段を設けたことをｔｉ′徴としている。

しかして、擬似信号を実現させる簡単な方法は、送信信
号を繰返し周波数の高次の倍数によって変調することで
あり、贋のドッグシ効来とも考えることができるが、か
かる信号処理はシミュレータの実現に慣用のものである
。なお、使用する変調器は単側波帯変調器とするＱが好
適である。また、方式本末の位相誤差による位相ずれは
・擬似標的から得られるビート信号に対しても、実物の
標的から得られたビート信号に対するのと同じ値で現わ
れる◇本光明の指導的原理は、擬似標的の移動方向は既
知であるという事実から知シ得る寄生的位相ずれ全体を
、位置を知υ度い実物の標的について得られる位相ずれ
から差引くことによって評価することにある。

本発明の第１の実施例は、擬似送信アンテナをアンテナ
配列の肝要部分として各受信アンテナから等距離に配置
するとともに、位相誤差の修正手段を差のビート信号の
少なくとも一つの位相の制御手段により構成して、各位
相誤差を第１近似で消去し得るようにするために、少な
くとも、差のビート１ｇ号の処理系に設けた移相器と、
その処理系と相同の回路との間における擬似標的に関す
る残留位相ずれの測定素子と、出力により移相器を制御
する積分制御素子とからなるループ系を肖該位箱誤差修
正手段に設けたことを特徴としている。

この第１の実施例によれば、位相ずれを測定する素子に
、測定すべき差のビート信号が擬似標的のものか、実物
の標的のもの菰によらて別の素子を用い、したがって、
それぞれ別の目標地にある擬似標的と実物の標的との位
相ずれ測定を同時に行なうようにする。レーダを利用す
る期間中、標的を捜索しもしくは捕捉する目標地の位置
および標的の可能な速度すなわちドツプラ周波数の範囲
は一般に既知である。したがって、当該周波数も□しく
はシミュレータ、換言すれば、擬似距離およに置くこと
は容易であシ、また、したがって、信号量位相差を恒久
−ｉ、御、−Ｃ１幾何学的ヶ、。

みによって決まる門信□アンテナ配列の軸に対する□位
相ずれを零の状−に保持することは可能である。

上述した第１の実施例の他の変形においては、擬似標的
に関する位相ずれを測定する素子を実物の□標的に関す
る位相ずれを測定する素子と同一にすることもできる。

かかる１合には、当該位相ずれ測定素子の出力を、切換
えスイッチにより、制御手段の一部をなす・角度測定素
子とに向けて交互に切換え可能にする。

アンテナ群の配列が航空機に塔載した自動方向。

検出器と一体をなすようにした本発明レーダ方式の第２
の実施例は、アンテナ群の配列と擬似送信アンテナとを
結ぶ直線を航空機の軸にほぼ平行にして擬似送信アンテ
ナを当該航空機に搭載するとと□もに、アンテナ二己列
の軸に対する擬似標的の′位置を表わす角度βを決定す
る第１の手段および当該角度βをアンテナ配列の軸に対
する実物の標的の位置を表わす角度ψから差引く第２の
手段をもって位相誤差修正手段を構成することによシ、
当該航空機の軸と実物の標的の方向とがなす角を表わす
角度γを測定し得るようにしたことを特徴としている。

この最後の場合には請求める角度が測定して得た二つの
角度の差から得られるという事実およびそれら測定済み
の二つの角度にそれぞれ対するのとには同じ位相誤差が
それら二つの測定済み角度の差の算出中に相互に消去さ
れるという事実からして、位相制御ループは最早必要で
はなくなる。

（実施例） 以下に図面を参照して実施例につき不発明の詳細な説明
する。

第１図において、単パルスＦＭ　−０Ｗ送（ｉｍ　ｌ　
Ｕ高周波伝送線２および接続要素３を順次に介して送信
アンテナＥ工から送信する。第２の高周波出力線４を有
する接続要素８は、送信アンテナＥ□と出力線４とに対
する送信信号の切換えができるンテナＥ０と出力線４と
を同時に介して送信信号を送信する高周波接続器とつる
ことができる。送信信号は、例えば結合器５を介して局
周波伝送線２から取出し、その結合器５は混合器６およ
び７の各第１入カｙ−子に接続してあし、それらの混合
器６および７の谷第２人カ端子は受信アンテナＲ□およ
びＲ２にそれぞれ接続しである。受信アンテナＲ１Ｐよ
びＲ２は比較的狭い間隔をおいて配夕１］シてあシ、そ
の配列のｌ１１１′ｆ：参照番号８で表わしである。・
混合器６および９の各出力端子は端子Ｐおよび。

にそれぞれ接続しである。かがる構成は、結合要素８に
は無関係に、自動方向検出器に搭載する従来方式のＦＭ
　−ＣＷレーダの構成とほぼ同じである。

本発明によれば、高周波伝送線２は、接続要素８、特注
結合群９の高周波伝送線４および髪蘭器１１を順次に介
して第２の送信アンテナＥ２に接続しである。送信信号
のあらゆる切換え動作２よび結合器５および９で象徴さ
れる送信信号の減衰は・受信アンテナＲ□、Ｒ２および
混合器６，７よシなる受信部の目つぶしを避けるように
した従来の方式に従い、標的の距離の関数として制御す
る。

送信アンテナＥ工から標的１０で反射した後に到来し、
あるいは、擬似送信アンテナＥ２から直接に到来する受
信信号は、単パルスレーダにおける従来の受信の基礎を
なす受信アンテナＲおよびＲ１２ によって捕捉する。一方では局部発振信号とする送信信
号と受信アンテナ配列およびＲ８により捕捉した信号と
ｒ混合器６および７でそれぞれ混合することにより端子
ＰおよびＱに差の低周波ビート信号をそれぞれ取出す。

その局部発振信号と並列に送信信号を取出し、変調器１
１に供給して、標的１０の距離および速度とは異なる距
離および速度の少なくとも一方を有する擬似エコー信号
を形成する。この擬似エコー信号は、無視し得る程度に
わずかに遅れて、例えば、受信アンテナＲ□お・よびＲ
２の位相中心を通る中間平面上、換言すれば、第１図の
軸８上に位置する擬似送信アンテナＥ２の位相基糸ホー
ンから放射する。接続要素８が切換えスイッチであれば
、擬似送信アンテナＥ２゜から送信する信号の結合器９
で象徴される減衰は比較的少なく、ｆｔｌえばｍ　ｃｉ
　ａＢのオーダである。

これに反して、接続要素８が単純な接続器であ彊場合に
は、擬似送信アンテナからの信号の減衰はかなり多くな
り、はぼ５１Ｊ　ｄＢのオーダとなる。

なお、比較のために述べると、実物の標的１０がら到来
して受信されるエコー信号の炊衰ははは８０　（ｉＢの
オーダである。〃・かるイぎ号の減衰に注意しさえすれ
ば、端子ＰおよびＱにそれぞれ現われる差のビート信号
群は使用に適しており、以下に述べるようにして処理す
ることができる。また復調器１１は遅延線の形態にする
ことができ、その場合には、実物の標的からの実際のエ
コー信号に極めてよく似た擬似エコー１８号が得られる
利点がある反面、解が複雑となり、錯雑で、経費がか。

かシ、損失の大きい解しか拘られない欠点もある。

しかし、′実際にはかかる複雑な信号を形成する必要は
ない。すなわち、実際には、変真器１１は、その機能と
して、遅延と解釈し得る寄生的周波数の変調を導入しな
ければならす、換言すれば、擬似送信アンテナＥ、から
送信する信号は、受信アンテナＲ，Ｒ２より後段の部分
がｒ波器として動作する限り、純粋化することができす
、そのスペクトラムに複数の線を有しているので、かか
る擬似エコー信号のスペクトラム中の適当な線を選択す
ることができる。かかる機能は、目標地の４幾能と同一
であるので、考究中の種類のレーダにおいては容易に実
現することができる。例えば、変調器１１は年側波帯俊
調器として動作するので周波数のずれを生ずるが、その
替わりに、変調器１１は、送信機ｌから発生させる送信
信号を簡単に遮断することができる。したがって、Ｋ調
器１１の出力中には二つの側波帯および副搬送波を有す
る信号が得られ、そのうち、下側の側波帯が系の後段部
で考に１に入れるべき側波帯である。当業者であれば、
かかるレーダ方式に容易に適応して、何ら躊躇すること
なく下側の側波帯を考慮に入れることができる。

第２図に示す信号処理回路全体部には従来技術の回路部
分と不発明による回路部分とが含まれており。

従来技術の回路部分は、あらゆる単パルス・レーダ方式
に共通に用いられる信号処理要素１２がらなっている。

この信号処理要素１２は、端子Ｐ′およびＱ′が第１商
の端子ＰおよびＱにそれぞれ接続されるものとすると、
混合器６および７からのピートイｇ号を受取ることにな
９、このビート信号部分に設けた回路要素１８および１
４は差当シないものとする。信号処理要素１２において
は、受取ったビート信号の和および差をめて、出力端子
１５および１６に電気信号の形で現われる標的の距離り
およびドツプラ速度Ｖをそれぞれ決定する。上述のよう
にして決める角度ψの関数、通常三角法の関係が第８の
出力線に現われるが、この角度ψは標的の位置を特徴づ
ける角度φを表わすものである。この信号処理要素１２
の後段に位置する回路要素１８においては、角度ψの計
算およびその角度ψの関数としての角度φの計算を、例
えば前述の（１）式に基づいて行ない、その角度φが電
気信号の形で出力端子１９に現われる。移相器からなる
回路菓子１８および１４が存在しない場合には、計算結
果の角度ψ、したがって、角度φには、上述した糸の信
号処理回路全体で生ずる位相１差がつきまとっている。

本発明は、かかる位相誤差を修正するのを目的としてい
る。この目的のために、上述の糸には、信号処理要素１
２と並列にした第２の信号処理要素２１を設けて、適切
な１波動作により、ビート信号中から擬似標的に関する
信号成分のみを選択して、それらの信号成分に関する位
相ずれのみを処理する。イ袢号処理要索１２の出力線１
７と相同の（ロ）路要素２１の唯一・の出力線２２は、
移相器１８および１４自体は何ら位相ずれを導入しない
ものとすれば、糸の後段に生ずる位相誤差を表わす隼号
の原点となる。移相器１８および１４は、出力線２２に
現われる信号に応動して、出力線２２に現われる信号を
消去するだけの矢きさの位相誤差と大きさかはは等しく
て反対極性の位相ずれを通過させる。したがって、回路
要素２１は残留位相ずれ測定素子の形態をなしている。

かかる機能は、制御ループにより、出力線２２に表われ
る信号を混合器２８において零値と比較するとともに、
その混合器の他の入力端子を接地し、出力線２４を制御
素子２５に接続することによって、簡単に実現される。

その制御素子２５は本質的には増幅積分器であシ、例え
ば、積分器の形態に構成した差動増幅器によって構成す
ることができる。この制御素子２５の２本の出力線２６
および２７は、移相器１４および１８の制御入力端子に
それぞれ接続されて、それぞれ、絶対値が等しくて極性
が反対の電気量の発生諒をなす。その結果として、ビー
ト信号の一方が例えば端子Ｐ′で角度）たけずれ、ビー
ト信号の他方が例えば端子Ｑ′で角度−１だけずれるこ
とになり、これらの角度は第１図に示した系の部分にお
いて導入される位相誤差に第ｌ近似で等しくなる。

第２図には、説明のみの目的で混合器２８を示しである
ことは明らかであろう。実際には、出力線２２に現われ
た信号を零と比較するこの場合に含まれているように、
出力線２２と２４とにそれぞれ現われる信号は同一であ
るので、事実、混合器２Ｂは余分であり、後述の第８図
、第４図および第６図には最早や示されていない。系の
内部で発生する位相誤差の大部分が、上述したように、
擬似送信信号に対して修正されるのと同様に、実物の標
的差・ら反射して来た有用な信号に対する位相誤差も修
正される。その結果は５回路要素１８で計￥？−てれる
角度ψおよびφの値はむしろ高精度のものが得られるこ
とになる。なお、第２図につい゛Ｃ注意すべきこととし
て、位相すれ測定要素は、実物の標的と擬似標的とに関
する限り、それぞれ別のもの、すなわち、回路要素１２
と２１とを使い分けである。

第８図には、第１図示とほぼ同様の実施例を示す。二つ
のビート信号の一方の通路に設けた単一の移相器ｚ８は
、本発明により、値αを有する位相を回復させることを
可能にする。かかる位相修１正の後に・端子Ｐ′および
Ｑ′からのビート信号を信号処理質素ｚ９に送給して、
それらのビート信号の和および差を形成する。そのうち
、和の信号は、導線８０を介して回路要素８１に供給し
、電気信号の形で送られて米宛標的距離およびドッグ′
う速度Ｖを出力端子１５および１６に送出するとともに
、適切なｆ波器を用いてその和信号を涙液抽出し、その
結果、この４８号中には、検出すべき実物の標的に帰す
べき目標地に関する信号成分のみが保存される。回路要
素８１の出力線３２に現われる信号を同期復調器８８の
基準入力端子に供給するとともに、その同期彷調器８８
の第２入力端子には信号処理要素２９の他方の出力線３
４を介してその信号処理要素２９で形成したビート信号
間の差信号を受入れる。例えばＫｓ　ｉｎψの形で同期
復調器８８の出力線１７に現われる信号を、引続いて回
路要素１８で処理すると、その出力端子１９は角度φを
表わす電気信号の発生源となる。

なお、第３図につき上述した回路部分は、移相器２８を
除き、既知のものである。本発明によれば導線８０に現
われる和信号は、回路要素３１のとは異なる適切な涙液
器を用いて和信号をｆ液抽出することを目的とした回路
要素８５にも送給して。

この和信号中に擬似標的に帰すべき目標地に関する信号
成分のみを保存するようにする。実物の標的と擬似標的
とに関してそれぞれＰ液抽出した和□゛　信号を適切に
分離するために、第８図示の実施例においては、まず、
実物の標的と擬似標的とに対する谷目標地を適切に分離
し得るようにする必要がある。例えば、実物の標的が１
１００Ｋ乃至２００−の距離にあると期待され、ｌＵＯ
Ｋｍ乃至２００らの距離範囲の走査をレーダで行なう場
合には、擬似標的の距離を１（１０Ｋｍ以下の値、例え
ば５０ｆ１ｍに等しく固定する。また、実物の標的が０
乃至ｉｏｏ　ｂの距、ｉ！にあると期待される場合には
、擬似標的の距離□を１　＋１０　Ｋｍ以上に設定する
必要がああ。このようにして、回路要素８５の出力線に
は擬似標的に対してｒ液抽出した和（Ｍ号が得られ、そ
の和信号を第２の同期復調器ａ６の基準入力端子に供給
するとともに、その同期復調器８６の第２入力端子には
、ビート信号間の差信号を送給する信号処理要素２ｇか
らの導線を接続する。なお、制御ループの誤差信号に匹
敵する同期復調器８６の出力信号は。

第２図示の実施例における位相ずれ測定要素２１の出力
線２２に現われる信号に類似している。時間長をできる
たけ長くする必要があるこの誤差信号は、積分制御菓子
８７に送給して時間長を伸ばし・その出力信号によって
移相器２８を制御する。

第８図示の実施例においては、和信号に対して二つの信
号処理要素８１および８５と二つの同期復調器８８およ
び８６とを心安とするが、第４図から判るように、１１
次換作モードを採用すれば、糸の構成を簡単化すること
が可１止となる。

第４図においては、第８図にツ・・ける回路要素２８．
２９，８１．’８ＢおよＯ・８７とそれぞれ相同の回路
要素８８，３１３，４１，４４および李７を備えて、第
８図におけると同様の相互接続を有している。なお、第
８図における回路−安素３５および８６と相同の回路決
素は第４図には存在せずまた、同期復調器４Ｂの出力線
４８は、双投の切換えスイッチ４９を介して制御’Ｊ）
−Ａ４７の入力部子と角度φを計算する回路要素５１の
入力端子とノイずれかに接続することができる。また、
この実施例においては、切換えスイッチ４９が図示とは
反対の側に切換えられて制御ループがオープンになった
場合に制御信号を維持する手段を設ける必要がある。し
たがって、制御要素４７には、アナログ動作の場合には
電荷が（ｇ号の蓄積をなすコンデンサを備え、ディジタ
ル製作の場合にはメモリ素子を備えている心太がある。

な２．かかる二通シの動作は、第１図に示し７辷送イｇ
アンテナＥ□と擬似送信アンテナＥ　とからの送信〃；
順次交互に行なわれるか、同時に行なわれるかに応じて
、第４図示の実施例でそのいずｉｔかを適用する。しか
して、かかる二様の送信が順次父豆に行なわれるととも
に、接続要素８が烏周波ズイツチからなる場合には、擬
似標的と実物の標的とに対する目標地を同一にするとと
もに、同一の回路要素、特に、同一のＰ波器が、信号処
理要素４１において、擬似標的と実物の標的とについて
、同一目的でこの和信号をＰ液抽出することになる。そ
の際、切換えスイッチ４９は、図に示してないが、第１
図における接続要素８をなす切換えスイッチと同期して
制御され、送信アンテナＥ□から送信するときには図示
の接続位置となり、擬似送信アンテナＥ。

から送信するときには図示とは反対の接続位置となる。

それに対し、送信アンテナＥ０と擬似送信アンテナＥ、
とからの送信が同時に行なわれる場合には、実物の標的
による信号成分と擬似標的による信号成分とがビート信
号中に同時に現われるので、第２図および第８図に示し
た実施例につき前述したように、それぞれの目標地を別
にしなければならない。したがって、信号処理要素４１
においては、図には示してないが、切換えスイッチ４９
と同期して制御されるＰ波器切換え用の円部スイッチを
設ける必要がある。また、回に！δ要素５１における角
度ψおよびφの決定は、その回路要素５１の入力端子が
切換えスイッチ４９によって糸の他の回路部分に接続さ
れる度毎に順次に行なわれる。この順次動作は、第４図
示の実施例に対してさえ、送信機からの送信が不連続に
行なわれる限９、第２図および第８図に示した実施例に
比較して特に不利とはならない。むしろ、第４図示の実
施例の利点は、同一信号処理回路を同一目的に使用した
場合に、信号の捕捉および処理に際して生ずるあらゆる
位相誤差を修正することができ、本発明により作動し得
る修正手段から見て最良の精度が得られる点に存する。

しかして、上述したところに関する限９、擬似送信アン
テナＥ、は２本の受信アンテナＲ□およびＲ２から等距
離に配置しである。かかる÷４成配置を、航空機、さら
に一般には飛行体５８につき第５図（ａ＞およびΦ）に
示す。第５図（ａ）においては、アンテナ群Ｅ１．　Ｅ
、、　Ｒ１，Ｒ２の配列が飛行体５３の一般に不規則で
急激な運動を消去するという意味で安定化した台上に取
付けてあり、第５図（１））においては、アンテナ配列
が飛行体例えば航空機の機体と一体をなしておυ、アン
テナ配列のＭは機体の軸に平行になっている。不発明の
特に飛行体に対するある適用例においては、アンテナ群
Ｅ１．Ｒ１゜Ｒ２を安定化合上に配置するとともに、擬
似送信アンテナＥ２と上述したアンテナ群の配列の回転
の軸をなすとともに受信アンテナＲ□とＲ２とを相互に
接続する扇形の中心をなす中心点０とを、第５図（Ｃ）
に示すように、図の紙面上に位置させて・ある。したが
って、擬似送信アンテナＥ２は、一般に、最早や、受信
アンテナＲ□とＲ２とから等距離ではなくなり、二通シ
の角度を測定しなければならなくなる。すなわち、第５
図（Ｃ）に示すように、アンテナ配列の軸８と擬似標的
の位置を示す中間平面５５とがなす角Ｂと、実物の標的
の位置を示す角度φとを測定することが必要となる。こ
の場合に決定しなければならない角度は、第５図（Ｃ）
に示す上述の角度Ｂとφとの代数値の差に相当する角度
Ｃである。ζ、こで注意すべきこととして、系に導入す
る電気的性質の位相誤差ｌｌ″ｔ２上述した角度Ｂおよ
びφについても同様であるが、角度Ｃを算出して決定す
る期間中に低減して終には消滅する。すなわち、正確に
いえば、角度の差についての位相誤差の消去は各角度Ｂ
およびφ自材には作用しないが、信号処理系においてそ
れらの角度を代表する位相ずれ角、すなわち、角度φに
対する位相ずれ角ψおよび角度Ｂに対する位相ずれ角β
には作用３する。しかしながら、前述の（１）式に基づ
くとともに、ラジアンで表わした問題の角度の値に符号
を組合わせると、小さい角度についても検索した角度誤
差を消去することは依然として正しい処理である。上述
したところを考慮した実施例を第６図に示す。

第６図においては、ビート信号の通路にも位相制御ルー
プにも移相器を設けてはおらず、系の残余の回路部分に
関しては第８図におけると同一の回路要素２９，８１．
３Ｂ、８５．８６をそのまま、同様に相互に接続して示
しである。同期復調器８８および８６の缶出力４線１７
および５６は回路要素５７０２入力端子にそれぞれ接続
しており、この回路要素５７は前述した角度Ｃを決定す
る機能を有している。上述の出力４５ｘ７および５６は
それぞれｋｓｉｎψおよびに’ｓｉｎβなる形態を有す
るイ等号をそれぞれ回路要素５７に供給するが、それら
の角度ψおよびβは信号の処理に伴う位相誤差を含んで
おシ、また、定数におよびに′の値は従来周知のように
してめることができる。この回路要素５７は、まず、角
度ψおよびβの値をそれぞれ決定し、ついで、簡単化し
た（１１式を適用して、 ψ；２πＴφ　（１０） β言２　′ｒＪ　Ｂ　（１”） 〜　ｄ ＋７１＝Ｉψ−β１−２π−１φ−Ｂｌ　（１２）λ 〜　ｄ １γ１＝２πＴ１０１　（１８） とし、これらの式から角度Ｃの絶対値をつぎのようにし
て導出することができる。

λ １０１言ｉ丁１　ｒ　１　（１４） したがって、信号処理に基づく位相誤差を除去した角度
値ｌｏｔは、信号処理系の出力端子５８に電気量の形態
にして送出することかできる。

（効果） 本発明を適用して本来得られる利点は、っぎのように要
約することができる。

すなわち、擬似標的としての擬似送信アンテナＥ３が、
ｍ５図（ａ）および（ｂ）に示したように、受信アンテ
ナ群に必須の部分をなしている場合には、本発明レーダ
方式は従来の単パルスレーダと同様になるが、＠の導関
数が減少する。また、例えば第５図（１））および（Ｃ
）に示したように航空機のレーダドーノ・と一体に構成
した場合には、擬似標的をなの値の差から航空機に対す
る実物の標的の位置をめることができる。かかる標的位
置検出の効果は、航空機の速度が実物の標的が前方を横
切る速度に比して大きい場合、すなわち、一方では自動
・方向検出器の測定範囲の角度がアンテナ指向パターン
の幅より狭く、他方では飛行体の軸が飛行体の軌道とほ
ぼ一致している場合に、特に有用である。実物の標的か
らの信号と擬似信号との間の位相ずれを測定することよ
り、基準として用いる安１足化合を除去することができ
、したがって、第５図（ｃｌに示した構成配置は、第５
図（ｂ）に示した構成配置と同一になり、かかる簡単化
した構成配置のアンテナ群は、特に、低価格、アンチシ
ップの自動方向検出器とともに用いるに適している。　
□

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明レーダ方式におけるアンテナ系および電
気信号源の構成例を示すブロック線図。 第２図は同じくそのレーダ方式における信号処理部の構
成例を示すブロック線図。 第８図は第２図示の信号処理部の詳細構成の例を示すブ
ロック線図、 第４図は同じくその信号処理部の詳ＨＩ構成の他の例を
示すブロック線図、 第５図（ａｌ、　（ｂｌ、　（Ｃ）は本発明レーダ方式
におけるアンテナ糸の航空機上の配置例をそれぞれ示す
線図、 第６図は本発明レーダ方式における信号処理部の詳細構
成のさらに他の例を示すブロック線図である。 １・・・ＦＭ−０Ｗ送信！２．４・・、高周波伝送線８
・・・接続要素　５．９・・・結合器’６．７．２８・
・・混合器　８・・・軸１０・・・標的、　１１・・・
Ｋ調器 １ｇ、　’２９．８１．８９．４１・・・信５号処理要
素−１３，１４・・・移相器　１５．１６．１９．５８
・・・出力端子１７．２２．２４．２６．２７．８２．
４８、−・出力線１８、２Ｌ　８５．５１．５７・・・
回路要素２５・・・制御要素　２８．３８・・・移相器
８（１，３４，５６・・・導線　Ｈ，３６，４８・・・
同期復調器８７、４？・・・積分制御要素　４９・・・
切換えスイッチ５８・・・航空機　５４・・・安定化合
５５・・・中間平面 特許出殖（人　エヌ・べ−・フィリップス・フルーイラ
ンペンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 、Ｌ　送信機、送信アンテナおよび少なくとも２本の受
   信アンテナ群よりなるアンテナ配列。 送信信号と実物の標的で反射して各受信アンテナで受信
   した各エコー信号との間の差のビート信号群をそれぞれ
   形成するミクサ群並びに所定幅の目標地内にある実物の
   標的につき前記ビート信号群を処理して角度とともに距
   離および速度の、少なくとも一方を検出する手段を備え
   た単パルスＦＭ　−ＧＷレーダ方式において、前記送信
   機に接続可能な変調器からなる送信系および構造上もし
   くは測定によシ既知の幾何学的相対位置か、ら前記受信
   アンテナ群に送信する擬似送信アンテナを備えて当該レ
   ーダ方式における電気的レベルおよび機械的レベルに生
   じて標的の角度位置の測定を誤らせる位相誤差を修正す
   るようにした標的シミュレータを設けるとともに、当該
   標的シミミレータによる擬似ビート信号を処理して擬□
   似標的の角度検出を行なうことにより前記位相誤差を修
   正する手段を設けたことを特徴とする単パルスＦＭ−Ｃ
   Ｗレーダカ式。 区　特許請求の範囲第１項記載のレーダ方式において、
   前記変調器を単側波帯変調器としたことを特徴とする単
   パルスＦＭ−、ＯＷレーダ方式。 ａ　特許請求の範囲第１項記載のレーダ方式において、
   位相ずれ測定装置に、測定すべき差のビート信号群が擬
   似標的のものか実物の標的のものかによつ、て別の装置
   を用い、それぞれ別の目標地にある擬似標的と実物の標
   的との位相ずれ測定を同時に行なうようにしたことを特
   徴とする単パルスＦＭ　−０Ｗレ一ダ方式。 表　特許請求の範囲第１項または第３項記載のレーダ方
   式において、前記擬似送信アンテナを前記アンテナ配列
   の肝要部分として谷受信アンテナから等距離に枇籠する
   とともに、前記位相誤差の修正手段を前記差のビート信
   号の少なくとも一つの位相の制御手段によシ構成して、
   各位相誤差を第１近似で、、消去し得るようにするため
   に、少なくとも、前記差のビート信号の処理系に設けた
   移相器と、その処理系と相同の回路との間における前記
   擬似標的に関する残留位相差のｌ１１１１　？素子と、
   出力によシ前記移相器を制御する積分制御水子とからな
   るループ系を当該位相誤差修正手段に設けたことを特徴
   とする単パルスＦＭ　−０Ｗレ一ダ方式。 五　前記夏似標的に関する前記位相ずれ測定装置を実物
   の標的に関する相同の装置と同一にした特許請求の範囲
   第２項または第８項記載のレーダ方式において、当該位
   相ずれ測定装置の出力を、切換えスイッチにより、前記
   積分制御水子と実物の標的の角度検出を行なうための前
   記処理手段の一部をなす角度測定装置とに向けて交互に
   切換え可能にしたことを特徴とする単パルスＦＭ　−Ｇ
   Ｗレーダ方式。 ＆　特許請求の範囲第２項乃至第５項のいずれかに記載
   のレーダ方式において、前記アンテナ配列を航空機に搭
   載した安定台の計装部分としたことを特徴とする単パル
   スｌｉ’Ｍ−０Ｗレーダ方式。 ７、　％許請求の範囲第２項乃至第５項のいずれカニ記
   載のレーダ方式にあ・いて、前記アンテナ配列を航空機
   の計装部分とし、軸を尚該航空機の軸に平行にして、当
   該航空機に固定搭載したことを特徴とする単パルスに″
   Ｍ−ＣＷレーダ方式。 ８　送信アンテナおよび２本の受信アンテナを備えた前
   記アンテナ配列を航空機に搭載した台の計装部分とした
   特許請求の範囲第１項または第２項記載のレーダ方式に
   おいて、前記アンテナ群の配列と前記擬似送信アンテナ
   とを結ぶ１１線を航空機の軸にほぼ平行にして前記擬似
   送信アンテナを２該航空機に搭載するとともに、前記ア
   ７ヶ≠配列、７）、に附子、前記擬似標的の位置を表わ
   す角度を決定する第１の手段および当該角度を前記アン
   テナ配列の軸に対する実物の標的の位置を表わす角度か
   ら差引く第２の手段をもって前記位相誤差修正手段を構
   成するごとによ゛す、５該航空機の軸と実物の標的の方
   向とがなす角を表わす角度を測定し得るようにしたこと
   を特徴とする単パルスＦＭ−ｃｗレーダカ式。 ９、　特許請求の範囲第８項記載のレーダ方式において
   、前記位相ずれ測定装置ＶＣ１測定すべき差のビート信
   号群が擬似標的のものか実物の標的のものかによって別
   の装置を用い、それぞれ別の目標地にある擬似標的と実
   物の標的との位相ずれ測定を同時に行な□うようにした
   ことを％徴とする単パンレスＦＭ二’ＯＷレーダ方式。