JPS601941A - ディジタル信号記録再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、アナログ信号とディジタル信号との間の信号
変換を行う変換装置に関し、特に音声信号をＰＣＭ化し
て伝送（記録／再生も含む）する音声ＰＣＭ装置に用い
て最速なものである。

背景技術とその問題点 音声信号をＰ　ＣＭ化して伝送（記録／゛再生する装置
の分野では、既存の通信システム（電話回線やテレビジ
ョンシステム等）との整合性、走査方式の異なるシステ
ム同士（回転ヘッド方式、固定ヘッド方式や回転ディス
ク方式〕での整合性等を考慮して複数のサンプリング周
波数が採用されている。例えば電話回線を用いた伝送と
整合するシステムでは３２ＫＨｚ又は４８ＫＨ２が用い
られ、回転ヘッド形ＶＴＲを利用したＰＣＭ録音機には
４４．１ＫＩ−１ｚ　（又は４４．０５６Ｋ）１ｇ）が
多く用いられている。またコンパクトディスクき称され
ている光学式ＰＣＭディスクではＶ　’］’　Ｒ・形Ｐ
ＣＭｆｉ音機と同じ４４．　ｌ　ＫＨｚのサンプリング
レートが用いられている。

第１図は固定ヘッド形ＰＣＭ録音再生機の従来技術を示
す要部ブロック図であって、胛知のように音声入力信号
はアンチェリアシングのためのローパスフィルタ（１）
で帯域制限されてから、例えば４４．１ＫＨｚのサンプ
リング周波数でＡ　／　Ｉ’）変換器（２）においてデ
ィジタル化される。ディジタル出力は、符号化部（３）
において同期信号、誤り検出・訂正符号の付加、データ
インクリーブなどの処理を受けでからＰＣλ１データと
して変調部（４）でＮＩＬＺＩなどの記録信号に変調さ
れ、更に記録アンプ嗜イコライザ（５）で波形ｆ［され
でから記ｒ、ヘッド（６）によって磁気テープ（７）に
記録される。再生時には、再生ヘッド（８）の出力は再
生アンプ・イコライザ（９）によって符号量干渉を減じ
るように波形補正されてからディジタル信号にＪ３　衆
され、更に復調部（ＩＱで、Ｐ　ＣＭデータに戻される
と共に時間軸補正が行われる。Ｐ　ＣＭデータは復号化
部（１１）においてディンターリブ、誤り訂正などの処
理を受け、Ｄ／Ａ変換器Ｑ２１によってアナログ信号を
こ変換され、更に復調用ローパスフィルタ０３）で高調
波成分が取除かれてから音声出力−とじて導出される。

第１図のＰＣＭ録音再生機において、他の方式との整合
を・考慮してサンプリンクレートを例えば３２ＫＨｚ／
４４．ＩＫＨｚ／４８ＫＨｚのように切換可能にする場
合には、これらの周波数に対応させて、入力側（Ａ／Ｄ
変換前）の帯域制限用ローパスフィルタ（１）（アンチ
ェリアシングフィルタ）や出力側（Ｄ／Ａ変換変換後高
域除去用ローパスフィルタ側の特性苓夫々切換えなけれ
ばならない。これらのアンチェリアシングフィル゛りや
復調用フィルタはサンプリング周波数の１／２以上の周
波数成分を遮断する非常に急岐な特性を備える必要があ
り、従ってサンプリンクレートの変更に伴って遮断周波
数を切換えるようにすると、回路槽底が非常に複維で大
規模なものとなってしまう。更に、記録／再生部匿おい
てイコライザ（５）　（９１を使用している場合には、
これらの周波数特性も切換えなければならない。

これらのアナログフィルタの特性をか小のサンプリング
周波数（例えば３２にムｉｚ）に合わせて固定すること
も考えられるが、この場合１、高いサンプリング周波数
（例えば４８Ｋ１１ｚ）にしたとき！へ伝送帯域が入力
または出力側のフィルタによって制限されてしまうよう
電工都合がある。

発明の目的 本発明は上述の問題にかんがみ、サンプリングレートを
切換えるに際してのアナログフィルタの特性の切換えが
全く不要な信号変換装置を提供することを目白すとする
。

発明の概要 本発明では、オーバーサンプリングの手法を用いて高Ｎ
波抑圧の主たる作用をテイジタルフイルりに担イつせ、
ディジタルフィルタで発生する高域の折返し成分をアナ
ログフィルタで抑圧するようにし、これらのディジタル
フィルタ及びアナログ調時の高域抑圧）が行われるよう
にしている。またサンプリングレートを切換えたときに
、それに応じてディジタルフィルタの遮断周波数が自動
シフトすることを利用しで、アナログフィルタの特性切
換えを不要にしている。

実施例 第２図は本発明を適用した固定ヘッド形Ｐ　ＣＭ録音再
生様のブロック図であって、第１図き対応する部分には
同一の符号が付されている。第２図において、音声入力
信号は後述の入力変換部（２１）においてディジタル信
号に変換されてから、第１図と同様に符号化部（３ｊ１
変調部（４）、記録アンプ・イコライザ（５）及び記録
ヘッド（６）を介して磁気テープ（７）に記録される。

再生信号は再生ヘッド（８）から再生アンプ・イコライ
ザ（９１、復調部００）、復号化部（１１）を通で・て
後述の出力変換部（２２）においてアナログ音声何月に
変換され、外部に導出される。

入力変換部（２１１は、比較重縁やかな高域減衰特性を
：ｄするローパスフィルタ（２３）、Ａ／Ｄ変換器（２
）及び帯域除去用ディジタルフィルタ（２イ）から成り
、ローパスフィルタ（２３）とディジタルフィルタｅ４
１とが、サンプリング周波数の１／２以上の（Ｗ　％４
を抑圧する第１図のアンチェリアシング・ローパスフィ
ルタ（１）の機能を担っている。また出力変換部（２２
１は、帯域除去用ディジタルフィルタ１７５１．Ｉ）／
Ａ変換器θ２及び比較的緩やかな高域減衰特性を有する
ローパスフィルタＣ２６）から成り、ディジタルフィル
タ（２５１とローパスフィルタ（２６）とが、高調波成
分を除去する第１図の復調用ローパスフィルタ（１（資
）の機能を担っている。

第２図のＰ　Ｃｆｖｊ　Ｑ音百生様は、サンプリング周
波数ｆｓ（標本化レート）を例えば５２ＫＨ２／４４．
１ＫＨｚ　／　４８　ＫＩ−１ｚに切換えることが可能
になっている。切換指令はシステムコントローラ（図示
せず）からマスタークロツタ発振器（２゛θに与えられ
、この発振器（２７）から指定されたサンプリング周波
数ｆＳに対応した各種のタイミンククロックが、入力変
換部（２＋１、符号化部（３１、変ｔｉ■部（４）、街
調部（１す、後号化部（ｌυ及び出力変換部（２２など
に供給される。またサンプリング周波数を切換えでも磁
気テープ（７）の記録密度が一定となるように、即ち、
記録波長の限界を越えることが無いように、・リンブリ
ング周波数ｆｓ　に対応してテープ速度が切換えられる
ようになっている。このためにマスタークロツタ発振器
（２ｎからｆｓに応じて変化するクロックがキャプスタ
ンサーボ回路（２８）に与えられ、その出力でもってキ
ャプスタンモータ（２！′Ｉｌが制御されて、サンプリ
ング周波数が高くなったときにテープ速度が増加するよ
うになされている。

更に、マスタークロック発振器（２７１から入力変換部
（２＋１及び出力変換部（２７１のディジタルフィルタ
Ｃ！４１　（２５１゜Ａ／Ｄ％Ｄ／Ａ変換器（２＋（１
２１の夫々には、後述のオーバーサンフリングのための
ｆ、のｙ倍のクロックｙｆｓが供給されている。ｙは例
えば２．４・・・・・・・・・・・・などの固定の整数
倍数である。

第２図のシステムにおいて、サンプリング周波数ｆｓを
切換えた場合、入力変換部（２１）及び出力変換部（２
２１のディジタルフィルター（２４１（２５１に力える
クロック’！ｆｓｆＪｓｆｓに応じて変わることにより
、フィルタ特性（遮断周波数ｆｃ）がｆ８に対応して自
動的に変化する。このため入力側及び出力側のアナログ
のローパスフィルタ（２１）（２）の特性をｆｓに応じ
で切換える必要はなく、これらは成る固定の比較的緩い
高域減衰特性を持つフィルタでよい。即ち、サンプリン
グ周波数に対応して発振器（２１の発振周波数を切換え
るだけで、システムのハードウェアを変更する（切換え
る）必要は全く無い。

なお本発明の好ましい実施例によれば、第２図に示すよ
うに再生アンプ・イコライザ（９）は再生アンプ側、Ａ
／Ｄ変換器０乃及びディジタルイコライザＣ（３１から
構成されている。伝送（記録再生）による歪を伴ったデ
ィジタルの再生信号は再生アンプＧυからＡ／Ｄ変換器
（３旧こ−りえられ、骨子化される。

記録フォーマットにもよるが、例えば２０トラツクのマ
ルチチャンネルヘッドを用いて２Ｍビット／ｓｅｃの伝
送を行っている場合、１トラック当りの伝送レートは１
００にピッ）／ｓｅｃであり、従って再生信号の帯域は
Ｄ〜約１［１［］ＫＨｚであるから、Ａ／Ｄ変換器０２
におけるサンプリング周波数は約２Ｑ　Ｑ　ＫＨｚであ
る。また量子化レベルは７〜８ビツトである。

Ａ／Ｄ変換器（３りの出力はディジタルイコライザ（３
３１によって符号量干渉を減じるように波形等化される
。このイコライザＣ３３１は例えば非巡回形ディジタル
フィルタで構成することができる。

Ａ／Ｄ変換器Ｃ１２１及びディジタルイコライザ０濁に
寿えるクロ・ツクはマスタークロック発振器（、＋７１
から寿えられる。従つ−Ｃシステムのサンプリング周波
ｎ　ｆｓが切換えられたとき、Ａ／Ｄ変換器（３２１及
びディジタルイコライザ（像に与えられるクロックもｆ
Ｓ尾対応してシフトされ、サンプリング周波数及びフィ
ルタ特性が自動的に切−換えられる。このためイコライ
ザをアナログフ１イルタて構成する第１図の場合のよう
にハードウェアを切換える必要は無くなる。

次に第２図の入力変換部（２１）及び出力変換部（２２
１についてより詳細に説明する。

第３図は出力変換部（２２１における名部の周波数スペ
クトラムを示すクラツであって、ディジタルフィルタ（
２旧こは第６図Ａに示すようなサンプリングレートｆｓ
のデータが与えられる。第３図ＡのａＯは伝送されたア
ナログ情報と同じ周波ｆ２帯域のスペクトラムであり％
ａｌ、ａ２・・・・・・・・・・・・は標木仕により追
加されたスペクトラム分布であって％’Ｓ％２ｆＳｓ　
３’Ｓ　・・・・・・・・・・・・　で折返したような
分布となっている。ディジタルフィルタも同様な折返し
形の特性を有し、従って、ディジタルフィルタでもって
原信号のスペクトルａＯのみを残して他のスペクトル８
１．ａ２　・・・・・・・・・・・・を抑圧することは
原理的に不可能であって、ａｏのみを抽出するには、第
１図で説明したように急峻な減衰特性のアナログのロー
パスフィルタ（１３）がＤ／Ａ変換の後に必要となる。

そこでディジタルフィルタ（２５）においては、まずデ
ータのサンプリングレートＶＶｆｓにシフトするオーバ
ーサンプリング処理が行われる。ｙを例えば２とした場
合、これは１サンプルテータおきにデータ０を間挿する
作業であって、これによりサンプリングレートは第３図
Ｂのように２ｆｓにシフトされる。なおデータＤは無効
な（定義されていない〕データであって、このオーバー
サンプリングによって伝送信号のスペクトル分布が変化
することはなく、第３図Ａと同じスペクトル分布Ｊｌ。

ａｌ、・・・・・・・・・・・・が保存されている。

次にディジタルフィルタ（２５）においては、第３図Ｂ
の斜線部分を抑圧するフィルタリング処理が行われる。

そのハードウェアは例えば第４図に示すような非巡回形
のディジタルフィルタであってよく、入力データのサン
プリング周期に等しい遅延量を有する遅延器（３４−１
）（３４−２）（３４−、り）・・・・・・・・・・・
・と、各遅延出力に係数に１、ｋ２、ｋ３・・・・・・
・・・・・・を捌ける乗算器（３５−１）（３５−２）
（３５−３）・・・・・・・・・・・・と、各乗算出力
を加算する加算器（３６１とでもって構成することがで
きる。遅延器（３４−１）（５４−２）　・・・・・・
・・・・・・　はシフトレジスタ、ＲＡＭ等で構成され
、その動作クロックはｆｓのｙ倍（この例では２ｆｓ　
）であって、既述のようにマスタークロック発振器（２
７）からｆｓ　（３２ＫＨｚ／４４、　Ｉ　ＫＨｚ／　
４８ＫＨｚ　）に対応して供給される。

このディジタルフィルタ（２５１によって第３図Ｂの斜
線部の領域が抑圧され、第６図Ｃの実線で示すスペクト
ラム分布の信号が抽出される。フィルタの減衰特性はｆ
ｓに対して対称形に現われ、元信号のスペクトルａｏに
対応する折返し成分が２ｆｓの下側波帯に残ることにな
る。フィルタ出力はＤ／Ａ変換器０りに供給され、クロ
ック発振器０′７１から寿えられるクロックｙｆｓ　（
２ｆｓ　）に基いて２ｆｓのレートでＤ／Ａ変換が行わ
れる。Ｄ／Ａ変換器ｔｔｚの出力は第３図りの特性のロ
ーパスフィルタ（２６）に供給されて、第５図Ｅに示す
必要なスペクトル帯域ａＯが抽出されると共に、高調波
成分が抑圧される。

ローパスフィルタＱに）は第３図りに示すように、元信
号の帯域の上限ｆｓ／２以上にロールオフ周波数を有し
、元信号の折返し分が残っている２ｆｓ−デ以上の帯域
で十分な減衰量二が得られるような減衰傾斜の緩いもの
でよい。従って非常に簡単な構成のアナロクフィルタで
もって必要な特性を得ることができる。

第２図の入力変換部（２１）では、上述の出力変換部（
２２）とは全く逆の信号操作が行われる。即ち、音声入
力信号は第３図りと同様な緩やかな減衰特性のローパス
フィルタ（２３）で帯域制限された後、マスク−クロッ
ク発振器（２７）から与えられる）’ｆｓ（２ｆｓ）　
のクロックにより２ｆｓのサンプリングレートでＡ／Ｄ
変換器（２）においてディジタル信号に変換される。

１）　／　Ａ変換器（２）に入力されるアナログ信号の
帯域は第！、図りに示すローパスフィルタ（２３）のＩ
浮性と一致するが、サンプリンク周波数が２ｆｓである
ので、サンプリン、グによって付加される２ｆｓに関す
る下側波帯（折返し分〕は入力音声信号の帯域の上限ｆ
　ｓ　／　２以下才で延びるこさはなく、従って元音声
信号に対する折返し雑音の妨害は無い。

Ａ／Ｄ変換出力は第４図と同様な構成及び特性のディジ
タルフィルタ（２４１においてフィルタリング処理され
、第６図Ｃに示すようなスペクトラム分の帯域が抑圧さ
れる。フィルタリング処理された信号は、−二ｆ、のレ
ートで後段の回路に導出される。即ち、ディジタルフィ
ルタ（２４）の出力段において１つおきのデ゛−夕が間
引かれで出力される。

この間引き処３ｍ、　（タウンサンブリンク）によって
サンプリング周波数は２ｆｓからｆｓにシ：７トダウン
され、また２ｆｓに付随したスペクトル成分も第６図Ａ
のようにｆｓの回りに移行される。

この結果、第６図Ａに示すようなスペクトル分布のディ
ジタル信号が得られる。この信号スペクトルは、第１図
においてアンチェリアシングのローパスフィルタ（１）
でｆ　ｓ　／　２以上を十分ｌこ抑圧してからＡ／Ｄ変
換器（２）でｆｓのレートでＡ／Ｄ変押した場合のスペ
クトルと全く同一である。

従って出力変換部（２２１と同様に入力変換部（２１）
のローパスフィルタＣ９３）も減衰傾斜の緩い簡単なア
ナログフィルタで構成でき、また急峻な特性のフィルタ
を用いなくてよいから、高域信号についての位相回転が
少なく、高品質の信号伝送を行うこ七ができる。

（以下余白、次頁に続く） 及び出力変換部（ＪＡ　’ｃ　１＋ｉえる第２図のシス
テムにおいて、サンプリング周波数ｆｓを切換えた場合
、ディジクルフィルタＣ７４）　（２５＋に与えられる
クロックｙｆｓが変化して′その遮断周波数が変化し、
システムの周波数特性は切換えられた新らしいサンプリ
ング周波数に自動的に適応するようになる。

このことを第４図のようなＮ個の乗算係数を持つＮ−１
段の非巡回形（Ｆ　Ｉ　Ｉｔ、　）フィルタを用いた場
合について考察すると、ますディジクルフィルタ（２（
１（２５）に必要な周波数特性をＦ（ｏ））と１−たと
き。

そのインパルス応答は。

となる。周波数特性Ｆ（ωンとして第５１２ＩＫ示す理
想ローハスフィルタラ考えると、そのインパルス応答は
、 となる。第２式を離散時間の関数として宵直ずと、とな
る。但し、ｔ＝ｋＴ　（Ｔ＝１７ｆｓ、１（は１数）、
ω０＝２πｆｃ（ｆｃは遮断周波数）とする。なおｆｓ
はオーバーサンブリンクの場合ｙｆｓである。

ディジタルフィルタの単位サンプル応Ｓ　’ｃ　）１（
Ｆつ（ｎ＝１〜Ｎ）とし、これに対応するアナログフィ
ルタのインパルス応答を）ｌａ（りとする。この両者の
応＠特性をゲインも含めて等しくするにｔｊｌ、ｈ（ｎ
）＝Ｔｂａ（ｎＴ）　−・”・・ｔ４１にすればよい。

なおり　ｈａを１倍するのは相方の関数の単位面積で比
較するためのノーマライズのためである。第６式と第４
式とを対応名ゼることによ！Ｊ　、　８（４４図の）−
イジタルフィルタの各’５＋’、　３１係斂ｋｎ（ｎ＝
ｉ〜Ｎ％Ｎは奇数）は、次のように定まる。

なお纂５式においては、’Ｌ’　＝１／ｆＳとし、また
ディジタルフィルタのインノ（ルス応答１り］数か１〜
Ｎの第５式のｓｉｎ　ｘ　の項は１となるＯｍ　５式に
示すように、ディジタフレフィルタの乗多′と係数に１
．を固定すれは、ｆＣ／ｆＳは一定となり、従って、サ
ンブリンク周波数ｆｓを変更したとき、これに追従（比
Ｉ’ｌｌ　）　して遮断周波数ｆＣか変化するこトニナ
ル。ｉ／１１え＆ｉｆ３　ｉｓ　３２　］（Ｈｚから、
ＮＪｉぐＨ２（１，５イ音）に切換えられたとき、ｆＣ
も１．５倍シフトアップすることになる。なお第５式に
お＆Ｊるｆ５　ＩＳ’、　、第２図１のシステムへの応
用においてｔまオーツ（−−リーンブリングの族１皮数
ｙｆ５に相当する。

第６図ケｊ、サンブリンク周波数を切換えたときのｉ　
２１ＵＩのディジタルフィルタＣ４）″または（利のフ
ィルタ特則の駕化を示すスペクトラム図である。シスフ
ィルタｔ２，１＋　（２特においてはｙ倍の周波後Ｋ）
’ｆＳ−でメ゛−バーサンブリンクを行うとすると％　
”５＝Ｉａのときには、ディジタルフィルタの抑圧帯域
椋第６図Ａに示すように（ａ／２から０’　２　）ｆａ
　？＃での範囲である。次にｆｓ：＝　Ｚ　ｆａにシフ
トアップすると、ディジタルフィルタの抑圧帯域は第６
〔ンＩＢに示すように３：ｆａ／２から０’　２）”ａ
　’１’での範囲となる。つまフ抑圧帯域の低域１１す
の辿断周波数ｆｃはｆｓの変化に応じてｆａ／　２から
”ｆａ／２　ｖｃ、移動する。

このこと７Ｊ）らアナログのローパスフィルタ０３１又
は（２６）に要求される特性を決定することができる。

即ち、ディジタルフィルタの通過’ｉＤ域か革も広くな
っている年６図Ｂ　（７Ｊ　ｔＪ　−ｔｒ　ｆＨ／　２
の帯域において、アナログフィルタは第６図Ｃのように
Ｕｄ１３（誠おＥなし）でフラットな！ｒ♀注を持たな
りれはならない。

またリンブリンク周波敬ｆｓが最も１氏くて（＝ｆａ）
、ディジタルフィルタで抑圧て＠ない＋ｒ；Ｉ＋波缶盾
分が第６略ＩＡのえりに最も低域側に近りく状紗１にお
いて、アナログフィルタは錫６図０のように周ｅ数（ｙ
−’）ら（ＩｌｌｌＩ波帝の下限少においで１−分な減
渡Ｌ１ニー八ｄ１３を持′ｆｃなけれはならない。ただ
しＡは必要な減衰舅で通常は７０〜？　（Ｊ　ｄＢ″′
Ｃある。

従ってアナログフィルタの転移帽体、 （ｙ　）ｆａ／ニ＝互辻　・・・・・・・−・（６）２
　２ｒ とな夛、この転移領域での減屓傾斜は、ｙ−１ −Ａ／　ｌｏｇ２　（−−−）　（ｄＢｌｏ（ｊＴ）　
・・・・・・・・・　（力χ となる。例えは、ｆｓが３２　ＫＨｙ、／　４４．　’
Ｉ　ＩぐＬＩｚ　／　４８　Ｋ　）ｌｚのように切換え
られる場合、ｒ、＝１．５であル、ゼＥつで２倍のオー
バーサンプリンクを行えは（ｙ＝２）、−Ａ　（ｄＢｌ
ｏ（Ｊ’ｌ’　）　（７Ｊ減衰行性０）　フィルタテよ
い０またｙ＝４であれは減躾特性妹−Ａ、／２．２　（
ｄＦ３１０ＵＴ）となる。つまりディジタルフィルタに
おける米箕、加算の演算速度に制限がなけれは、ｙが大
になるほどローパスフィルタｔ２３１　（２Ｇｌの減壮
頃斜昧より緩やかになる。

なお上述の簡明で杖、第２図の出力処゛換部Ｇ！ΔのＤ
／Ａ変換器（１２１の出力にテグリツチャー・か介在し
ている場合を想定しているが、ｌ）／Ａタニ換器ｕ４の
出力のＰＡＭ（パルス振ｒｌＪ変虐）波をデクリッジせ
ずに階段状の波形としｆｃ、場合には、アノ（−チャ効
果により側波帯レベルが低下するので、ローノぐスフイ
ルタ（２０の滅訳イ頃余）はより糾いものでもよいこと
になる。

アパーチャ効果は、サンブリング周波ａｆｓのと１！、 なる周波数特性を示し、ｙ倍のオーバーサンプリンク時
には、Ｙｆｓをｆｓに代入しＣ１５ｉｎπｆ／Ｙｆｓ ｆ（（す＝□−・・・・・・・・・　（９）πｆ／Ｙｆ
ｓ なる周波数ｌ■性を持つ。従ってアナログフィルタに要
求される手作は、 ｆ　＝　３：ｆａ　／　２で　Ｕ　ｄＢとなる。このた
め誠状傾斜か （ｄ１３１０（ｊ’Ｊ’　） のフィルタでよいことになる。例えは。

−ｚ＝＝１．５．　ｙ＝２−’Ｃ’１３、−（Ａ　１０
．４５）（ｄ１３，１０（Ｊ’ｌ’）ｘ：１５、ｙ＝４
では−（Ａ−１７，１２）　（ｄＢ、１０（Ｊ’ｌｌ’
　）の＋ｉ＋　定アナログフィルタでもってｆｓＯ）変
化に対応させることかできる。

乃：お−上述の夷ｊｉｇ例の説明では、メーバーザンブ
リングの培率ｙを２．４・・曲・・・等の例数としたが
、第７Ｎのスペクトラム図に示ブようにオーバーサンプ
リンクとダウンシ゛ンブリングとを組合わせることによ
フ、任意の有理数Ｍ／Ｎ倍のフィルタリンク処理がｔｊ
Ｊ能である。即ち、■７図Ａに示ずサンプリンタレート
ｆｓのデータについて、Ｖ＋接デ〜り間にＭ−１個の０
をつめる操作を行えは、第７図Ｉ３のように見かり上の
サンプリンタレートがへ１ｆｓＩｃシフトされる。次に
第７図Ｂの不憫な荀域をディジタルフィルタで抑圧すれ
は第７図Ｃの帯域か抽出される。このデータに対してＮ
個に１個の割合でｌＪｊ力する間引き処理（ダウンサン
プリンタ）を行えは、第７図りのようにサンプリンプレ
ートをＮ”にシフトダウンしたデータが得られる〇アナ
ログフィルタには第７図りの高調波成分を抑圧するよう
なフィルタ特性が与えられることになる。

なお第２図のシステムにおいては、゛す゛ンブリング周
波数ｆｓが切換えられても、伝送フォーマットでのデー
タ１ワ〜ドのピント数を夫々一定にして信号処理が行わ
れている。β′！］えはｆｓが４４．１　ＫＨｚ及び４
　ｔｊ　Ｋｔｌｚにおいての１ワードのビット数を１６
ビツトとしたとき、ｆＳが３２　ＫＨｚに東更されたＪ
ＪＡ台には、必要ビット数は１２ビツトで足りるが、１
６ビツトのデータ語長の下位の使用されていないビット
にＯデータをつめることによシ、名−ｆｓにおいて全１
同＃なデータ処理が行われるとと九なる。

以上本発明を実施例に基いて説明したが、本発明の技術
思想の範囲内で神々変更が可能であって。

例えば本発明を回転ヘット”形ＰＯＭ録音再生機やディ
スク形１）ＵＭ録音杓生象に適用することも可能である
。

発明の効果。

本発明は上述の如く、Ａ／Ｄ−！、たは１）／Ａ変換の
際の高域抑圧（制限）フィルタをアナログフィルタとデ
ィジタルフィルタとでもって格成し、サンプリンタ周波
数が切換えられたとき、それに追従してディジタルフィ
ルタの辿断周波数が自動的にシフトすることを利用して
、アナログフィルタの特性の切換えを不要にしｋもので
ある。従って本発明によれＱ」２．信号変換装置の（１
゛り成をよ、り簡単にしで、高品質の信号処理を行うこ
とがｆｌＪ能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の固定ヘッド形ＰＯＭ録音１１生偽の要部
ブロック図、第２図に本発明の実＃１例を示す固定ヘッ
ド形ＰＯＭ録音再生機の要部フロック図、第６図は第２
図の出力変換部（２〕）における各部の周波数スペクト
ラム図、第４図は第２図のディジタルフィルタの一例を
示すブロック１シ１．第５図は理想ローパスフィルタの
周波数特性図、第６　（１１はサンプリンタ周波数を切
］・ｃえｌヒときの第２図のディジタルフィルタ（ニジ
・１月７！ｉｌのフィルタ特性の変化を示すＪｆ’ｄ波
つ、（〔スペクトラム図％第７図は八・１／Ｎ倍のオー
バーサンプリングの手順をＩ況明するための周波数スペ
クトラＡＪである。 なお図面に用いられている？］号Ｉｆ、おいて。 （２）・・・・・・・川・・　Ａ／Ｄ変博器（６）・・
・・・・・・・・・・記録ヘッド（力・・・・・・・・
・・・・磁気テープ・（８１・・・・・・川・・青虫ヘ
ッド （１７Ｊ・・・・・・・・・・・・Ｄ／Ａ変換器（２１
１°゛°°°゛°°°゛入力変換部（２♂・・・・・・
・・・・・・出力え換部ＣＪ：（ｌ・・・・・・曲・ロ
ーパスフィルタ１１４１５）　−ディジタルフィルタ １１ｉ１・・・・・曲・・・ローパスフィルタ（２７）
・・・・・・・・・・・・マスタークロック発振器（ｉ
ｉＱ・・・・・・曲・・キャフスタンサーボ回路（２！
１１・・・川・曲キャノ′スタンモータである。 代理人　土用　勝 〃　常　包　芳　男 〃　杉　浦　俊　八 第３図 第４図 第５図 （自発）手続補正書 ／＋− 昭和’、ｌ　ｊ１年１へ、、ｊ；Ｎ１０日特許庁長官殿 １、事件の表示 昭和５８年特許願第１０９５８０号 ：’Ｒ’！Ｉ′１）Ｓｆｐ　信号変換装置３、補正をす
る者 事件との関係　特許出願人 東京：’ＩＩ：品川区北用川６丁用１７　ｉｉｉ’：３
５号（２＋８＞ソニー４′１、式会荏 ５、補正命令の日付（発送日）　昭和　年　月　日６、
補正により増加する発明の瞥 （１）％明細書第６頁２０行目の「フィルタ（２１１（
２ｆｉｌＪを［フィルタ１２３１（２６１Ｊと訂正ツー
る。 （２）、同第２１ＲＯ）第８式を下記のとおりに訂正す
る。 記 （３）、同第２１頁の１から２行目の式を下記のとおり
に訂正する。 記 （４）、同第２２頁第１行目の式を一ト配のとおりにｉ
ＩＩ正する。 ｎ己 （５）、同第２２員５行目を下記のとおりに訂正１−る
。 ！＝１．５、Ｙ＝４では−（Ａ−１７，１２）／２．２
　（ｄ１３１０ＯＴ）−以上一

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ａ／Ｄ又はＤ／Ａ変換器のアナログ側に結合されたアナ
   ログフィルタと、上記変換器のテイジタル側に結合され
   たディジタルフィルタと、上記変換器及びディジタルフ
   ィルタにサンプリングレートｆｓのｙ倍（ｙ＞１　）の
   動作クロックを供給する発振器と、上記サンプリングレ
   ートｆｓをｆａからｘｆａ　（”＞　１　）に切換える
   手段とを具備し、上記ディジタルフィルタはｆｓ／２か
   ら０’　２．）’ｓまでの帯域を抑圧すると共にその処
   理レー）　）’ｆｓとディジタルデータの伝送レートｆ
   ｓとの差を解消するためにデータの間引き処理才たは０
   データの間挿処理を行うように構成され、また上記アナ
   ログフィルタはｒｆａ　／　２以上のロールオフ周波数
   を有すす ると共に（ｙ　７）ｆａにおいて十分な減衰量を有する
   ローパスフィルタで構成されていることを特徴とする信
   号変換装置。