JPS60200321A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS60200321A JPS60200321A JP5447384A JP5447384A JPS60200321A JP S60200321 A JPS60200321 A JP S60200321A JP 5447384 A JP5447384 A JP 5447384A JP 5447384 A JP5447384 A JP 5447384A JP S60200321 A JPS60200321 A JP S60200321A
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- voltage
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
- G05F1/455—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load with phase control
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の分野）
本発明は、交流電源の半サイクルごとに位相制御した出
力を負荷に供給する電力変換装置に関し、特に、点弧位
相と消弧位相との双方を有するいわゆる前導通・竣功位
相制御方式の電力変換装置に関する。
力を負荷に供給する電力変換装置に関し、特に、点弧位
相と消弧位相との双方を有するいわゆる前導通・竣功位
相制御方式の電力変換装置に関する。
（発明の背景）
従来、この種の装置においては、第１図に示すように、
点弧位相φ１を固定し、消弧位相φ２を可変にして調光
、出力安定化等の制御を行なっていた。
点弧位相φ１を固定し、消弧位相φ２を可変にして調光
、出力安定化等の制御を行なっていた。
次に、第２図のブロック図に示す従来の電力変換装置の
動作を第３図のタイムチャートを参照しながら説明する
。第３図の各波形は第２図中火で囲んだ数値で示される
部分のものである。
動作を第３図のタイムチャートを参照しながら説明する
。第３図の各波形は第２図中火で囲んだ数値で示される
部分のものである。
整流器１は、交流電源電圧■より全波整流出力（脈流出
力）■を発生し、ゼロクロス検出器２は、この脈流出力
■を所定の閾値でスライスしてゼロクロス近辺のみが低
レベルで他は高レベルのゼロりＵス検出出力■を発生ず
る。このゼ［１りＤス検出出力■を発生ずる。このゼロ
クロス検出出力■はソリップフＬ１ツ７ （Ｆ ／ ［
二＞ ３に供給され、Ｆ／［−３はこのゼロクロス検出
出ツノ■の立ら上り部分でレットされる。これにより、
Ｆ／Ｆ３の出力■がへレベルどなり、スイッチング回路
４を構成する１〜ランジスタ４１がオン（点弧）する（
■参照入１なわち、第２図の装置における点弧位相はゼ
ロク［１ス検出器２の出力パルス波形■の立ち上り位相
に固定されている。
力）■を発生し、ゼロクロス検出器２は、この脈流出力
■を所定の閾値でスライスしてゼロクロス近辺のみが低
レベルで他は高レベルのゼロりＵス検出出力■を発生ず
る。このゼ［１りＤス検出出力■を発生ずる。このゼロ
クロス検出出力■はソリップフＬ１ツ７ （Ｆ ／ ［
二＞ ３に供給され、Ｆ／［−３はこのゼロクロス検出
出ツノ■の立ら上り部分でレットされる。これにより、
Ｆ／Ｆ３の出力■がへレベルどなり、スイッチング回路
４を構成する１〜ランジスタ４１がオン（点弧）する（
■参照入１なわち、第２図の装置における点弧位相はゼ
ロク［１ス検出器２の出力パルス波形■の立ち上り位相
に固定されている。
一方、この電力変換装置は、出力電圧すなわち図示しな
い負荷への供給電圧を整流器５で整流しく■）、変換器
６で電圧−電力変換しく■）、積分器７で積分する（■
）。ここで、変換器６は負荷の印加電圧対消費電力曲線
を折れ線で近似覆ることにより電圧（瞬時値）を電力（
瞬時値）に変１条Ｊるものぐある。この場合、印加電圧
対消費電力曲線は、例えば一般式ｗ＝ｖｎで表わされ、
ｎは負荷が純抵抗であれば２、負荷が放電灯であればこ
の放電灯や安定器の種類に応じた０、５〜１．５の間の
値である。変換器６は負荷に応じて特性をこのような曲
線に合わせたものに変えて用いる。
い負荷への供給電圧を整流器５で整流しく■）、変換器
６で電圧−電力変換しく■）、積分器７で積分する（■
）。ここで、変換器６は負荷の印加電圧対消費電力曲線
を折れ線で近似覆ることにより電圧（瞬時値）を電力（
瞬時値）に変１条Ｊるものぐある。この場合、印加電圧
対消費電力曲線は、例えば一般式ｗ＝ｖｎで表わされ、
ｎは負荷が純抵抗であれば２、負荷が放電灯であればこ
の放電灯や安定器の種類に応じた０、５〜１．５の間の
値である。変換器６は負荷に応じて特性をこのような曲
線に合わせたものに変えて用いる。
積分器７は前１ｆｆｌのゼロクロス検出出力■の低レベ
ル信号がリセット信号として人力され、これにより、交
流電源電圧■の半サイクルごとの負荷消費電圧を積分し
−Ｃ出力する。この積分１１１力■は比較器８の一方の
入力端に供給される。
ル信号がリセット信号として人力され、これにより、交
流電源電圧■の半サイクルごとの負荷消費電圧を積分し
−Ｃ出力する。この積分１１１力■は比較器８の一方の
入力端に供給される。
比較器８は、他方の入力端に基準電圧発生回路９から供
給される基準電圧Ｖ ｒｅｒｏと上記積分出力■どを比
較し、この積分出力■が基準電圧Ｖ ｒｅｆ。
給される基準電圧Ｖ ｒｅｒｏと上記積分出力■どを比
較し、この積分出力■が基準電圧Ｖ ｒｅｆ。
を超えたとき比較出力■を発生ずる。この比較出力■は
Ｆ／Ｆ３のリセット端子に供給され、Ｆ／Ｆ３がりけッ
トされて出力■が低レベルとなることによりトランジス
タ４１がオフする。これにより、トランジスタ４１すな
わちスイッチング回路４はゼロクロス直後から負荷電力
が基準電圧Ｖｒｅ［０で定まる所定の電力に達するまで
の間導通する。したがって第２図の装置においては、電
源電力が変動しても常に毎年サイクルごとに一定の電力
を負荷に供給することができる。
Ｆ／Ｆ３のリセット端子に供給され、Ｆ／Ｆ３がりけッ
トされて出力■が低レベルとなることによりトランジス
タ４１がオフする。これにより、トランジスタ４１すな
わちスイッチング回路４はゼロクロス直後から負荷電力
が基準電圧Ｖｒｅ［０で定まる所定の電力に達するまで
の間導通する。したがって第２図の装置においては、電
源電力が変動しても常に毎年サイクルごとに一定の電力
を負荷に供給することができる。
ところが、このＪ：うな後句方式の位相制御を行なう場
合、第４図に示すようにスイッチング素子の消弧による
電流遮Ｒ？ｉ時において一す−−ジ電圧が発生し、共通
の配線または交流電源に接続されている仙の機器に悪影
響を与え、最悪の場合はこれらの機器を破壊させるとい
う不都合があった。このサージ電圧の発生原因は、第５
図の等価回路に示すような配線系統に存在するインダク
タンス成分ＬＳに蓄えられたエネルギー（１／２ ・ｌ
−３Ｐ）が電流遮断時サージ電圧として急激に放出され
るためである。
合、第４図に示すようにスイッチング素子の消弧による
電流遮Ｒ？ｉ時において一す−−ジ電圧が発生し、共通
の配線または交流電源に接続されている仙の機器に悪影
響を与え、最悪の場合はこれらの機器を破壊させるとい
う不都合があった。このサージ電圧の発生原因は、第５
図の等価回路に示すような配線系統に存在するインダク
タンス成分ＬＳに蓄えられたエネルギー（１／２ ・ｌ
−３Ｐ）が電流遮断時サージ電圧として急激に放出され
るためである。
（発明の目的）
本発明は、上述の従来形における問題点に鑑みてなされ
たもので、入力交流電源の毎年サイクルごとに点弧位相
おＪ：び消弧位相を右Ｊるいわゆる前導通・竣功位相制
御方式の電力変換装置において、第６図に示りＪ、うに
、出力設定舶の変更は点弧位相φ１を変化させて行ない
、かつ定常人ツノ状態の消弧位相φ２を点弧位相φ１の
変化に関係なく上記半サイクルの後半の負荷電圧および
電流の比較的低い位相のほぼ一定値となるように設定す
るとともに、実際の出力値の変動に対しては上記消弧位
相φ２を負帰還的に制御しＣ定出力化さゼるという構想
に基づぎ、消弧時の電流遮断により発生するサージ電圧
を制御し、なおかつ毎年サイクルごとに安定化しｌζ出
力を負荷に供給することが１能な電力変換装置を提供す
ることを目的とする。
たもので、入力交流電源の毎年サイクルごとに点弧位相
おＪ：び消弧位相を右Ｊるいわゆる前導通・竣功位相制
御方式の電力変換装置において、第６図に示りＪ、うに
、出力設定舶の変更は点弧位相φ１を変化させて行ない
、かつ定常人ツノ状態の消弧位相φ２を点弧位相φ１の
変化に関係なく上記半サイクルの後半の負荷電圧および
電流の比較的低い位相のほぼ一定値となるように設定す
るとともに、実際の出力値の変動に対しては上記消弧位
相φ２を負帰還的に制御しＣ定出力化さゼるという構想
に基づぎ、消弧時の電流遮断により発生するサージ電圧
を制御し、なおかつ毎年サイクルごとに安定化しｌζ出
力を負荷に供給することが１能な電力変換装置を提供す
ることを目的とする。
（発明の構成）
上記目的を達成するために本発明では、交流電源と、こ
の交流電源の毎年サイクルごとに点弧おＪ、び消弧して
負荷に位相制御された出力を供給−りるスイッチング素
子と、上記毎年サイクルごとに出力室を累計する手段を
含みこの累ム１値に応じて上記スイッチング素子の消弧
位相を制御する制御回路とを具備する電力変換装置にお
いて、前記制御回路は、可変の第１の基準電圧を発生す
る手段と、第１の基準電圧に対応する位相で前記スイッ
チング素子を点弧する手段ど、上記第１の基準電圧に対
し前記交流電源を一定どしたときの所定の位相におりる
前記累Ｃ１値に対応した第２の基Ｑ’Ｉ ７ｔｉ圧を算
出覆る演趣手段とを右し、前記累訓値が第２のＬ１準電
圧に達し７．−とき前記スイッチング素子を消弧するこ
とを特徴とづ“る。
の交流電源の毎年サイクルごとに点弧おＪ、び消弧して
負荷に位相制御された出力を供給−りるスイッチング素
子と、上記毎年サイクルごとに出力室を累計する手段を
含みこの累ム１値に応じて上記スイッチング素子の消弧
位相を制御する制御回路とを具備する電力変換装置にお
いて、前記制御回路は、可変の第１の基準電圧を発生す
る手段と、第１の基準電圧に対応する位相で前記スイッ
チング素子を点弧する手段ど、上記第１の基準電圧に対
し前記交流電源を一定どしたときの所定の位相におりる
前記累Ｃ１値に対応した第２の基Ｑ’Ｉ ７ｔｉ圧を算
出覆る演趣手段とを右し、前記累訓値が第２のＬ１準電
圧に達し７．−とき前記スイッチング素子を消弧するこ
とを特徴とづ“る。
（発明の効宋）
上述のように構成された本発明にＪ：れば、第７図に示
づように、回路電流Ｊ３ 、Ｊ：び電圧値の低い位相で
回路電流を遮断Ｊ−るＪζうにしたため、電流遮断時に
生ずる４ノージ電圧を低減することができるとともに、
この→Ｊ−−ジ電圧は交流電源電圧の比較的低い部分に
重畳されるので、共通の配線に現われるり一−ジ電圧の
ピーク値が低減され、共通の配線または交流電源に対し
て本発明の電力変換装置と並列に接続されている伯の機
器に悪影響を向えることを防止することができる。
づように、回路電流Ｊ３ 、Ｊ：び電圧値の低い位相で
回路電流を遮断Ｊ−るＪζうにしたため、電流遮断時に
生ずる４ノージ電圧を低減することができるとともに、
この→Ｊ−−ジ電圧は交流電源電圧の比較的低い部分に
重畳されるので、共通の配線に現われるり一−ジ電圧の
ピーク値が低減され、共通の配線または交流電源に対し
て本発明の電力変換装置と並列に接続されている伯の機
器に悪影響を向えることを防止することができる。
（実施例の説明）
以下、図面を用いて本発明の詳細な説明づる。
第８図は本発明の１実施例に係る電力変換装置の構成を
示す。また、第９図は第８図の装置におりる各部動作タ
イムチャー］−を示す。なお、第２および３図の従来例
と共通または対応する部分については同一の符号で表わ
す。
示す。また、第９図は第８図の装置におりる各部動作タ
イムチャー］−を示す。なお、第２および３図の従来例
と共通または対応する部分については同一の符号で表わ
す。
第８図の装置は、第２図のものに対し、ゼロクロス検出
器２と７リツプ７０ツブ（Ｆ／Ｆ）３の【２ツト端子ど
の間にゼロクロス検出用ノｊ■でリセッ１〜される三角
波発生器１０と、出ツノ設定用の例えば外付けの可変抵
抗器（図示せす゛）等により電圧が可変される第１の基
準電圧Ｖｒｅ「１をこの三角波発生器１０の出力０が超
えたどき第２の比較出力■を発生してＦ／Ｆ３のセット
端子に送出する比較器１１とを付加し、さらに、基準電
圧発生回路９と比較器８の他方の入力端との間に、基準
電圧発生回路０から出力される第１の基準電圧Ｖｒｅ［
１に桔づき後述する第２の基準電圧Ｖ ｒｅｆ２を演算
し出力覆る演樟器１２を付加したものである。
器２と７リツプ７０ツブ（Ｆ／Ｆ）３の【２ツト端子ど
の間にゼロクロス検出用ノｊ■でリセッ１〜される三角
波発生器１０と、出ツノ設定用の例えば外付けの可変抵
抗器（図示せす゛）等により電圧が可変される第１の基
準電圧Ｖｒｅ「１をこの三角波発生器１０の出力０が超
えたどき第２の比較出力■を発生してＦ／Ｆ３のセット
端子に送出する比較器１１とを付加し、さらに、基準電
圧発生回路９と比較器８の他方の入力端との間に、基準
電圧発生回路０から出力される第１の基準電圧Ｖｒｅ［
１に桔づき後述する第２の基準電圧Ｖ ｒｅｆ２を演算
し出力覆る演樟器１２を付加したものである。
第１０図は第８図の装置の具体的回路例を示ず。
なお、第１０図においては、フリップフロップ３とスイ
ッチング回路４との間に駆動回路１３を接続している。
ッチング回路４との間に駆動回路１３を接続している。
第１０図においＣ、ゼロクロス検出器２は全波整流器１
からの脈流出力■を所定の閾値電圧Ｖｔｈと比較し、交
流電源電圧■のげロクロス近辺のみが高レベルのＵ１コ
ク［１ス検出出力■を発生する。三角波発生器１０（よ
所定の直流電圧ＶＣを積分する積分回路１０１と、ゼロ
クロス検出出力■によりオンしてこの積分回路１０１を
リセツ１−ツるＨ＝ Ｅ Ｔ’ １０２等ｒｔＭ成され
、交流電源の半１〕°イクルを１周期と −リーる三角
波電圧［相］を発生する。比較器１１は、この三角波電
圧［相］ど出力設定用ボリウム９の摺動端子に発生する
第１の基準電圧Ｖ ｒｅｆｌとを比較し、上記三角波電
圧■が第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えると高レベルの
比較信号０を発生する。この比較信号０はＦ／Ｆ３のセ
ラ１〜りａ子に供給される。これにより、Ｆ／Ｆ３はヒ
ツトされ、反転出力Φが低レベルとなる（■の反転信号
）。したがって、駆動回路１３の１〜ランジスタ１３１
がオフし、１−ランジスタ１３２がオンして、駆動トラ
ンス１３３の１次巻線１３３ｐが駆動され、スイッチン
グ回路４の主トランジスタ４１は駆動１〜ランス１３３
の２次巻線１３３Ｓよが供給される。
からの脈流出力■を所定の閾値電圧Ｖｔｈと比較し、交
流電源電圧■のげロクロス近辺のみが高レベルのＵ１コ
ク［１ス検出出力■を発生する。三角波発生器１０（よ
所定の直流電圧ＶＣを積分する積分回路１０１と、ゼロ
クロス検出出力■によりオンしてこの積分回路１０１を
リセツ１−ツるＨ＝ Ｅ Ｔ’ １０２等ｒｔＭ成され
、交流電源の半１〕°イクルを１周期と −リーる三角
波電圧［相］を発生する。比較器１１は、この三角波電
圧［相］ど出力設定用ボリウム９の摺動端子に発生する
第１の基準電圧Ｖ ｒｅｆｌとを比較し、上記三角波電
圧■が第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えると高レベルの
比較信号０を発生する。この比較信号０はＦ／Ｆ３のセ
ラ１〜りａ子に供給される。これにより、Ｆ／Ｆ３はヒ
ツトされ、反転出力Φが低レベルとなる（■の反転信号
）。したがって、駆動回路１３の１〜ランジスタ１３１
がオフし、１−ランジスタ１３２がオンして、駆動トラ
ンス１３３の１次巻線１３３ｐが駆動され、スイッチン
グ回路４の主トランジスタ４１は駆動１〜ランス１３３
の２次巻線１３３Ｓよが供給される。
すなわち、第１の基準電圧Ｖｒｅ［１を変えることによ
り点弧位相角φ１を自由に変えることができる。
り点弧位相角φ１を自由に変えることができる。
なお、駆動１ｉｊｌ路１３のダイオード１３４は駆動１
〜ランス１３３のリレツト用である。またスイッチング
回路４においてダイオードブリッジを構成しているダイ
オード４２．４３，４４．４５は、主トランジスタ４１
による直流スイッチングを交流スイッチングに直交変換
するだめのものであり、１【（抗４Ｇおよびコンア′ン
サ４７の直列回路は主トランジスタ４１を保護するため
のスナバ回路である。
〜ランス１３３のリレツト用である。またスイッチング
回路４においてダイオードブリッジを構成しているダイ
オード４２．４３，４４．４５は、主トランジスタ４１
による直流スイッチングを交流スイッチングに直交変換
するだめのものであり、１【（抗４Ｇおよびコンア′ン
サ４７の直列回路は主トランジスタ４１を保護するため
のスナバ回路である。
一方、全波整流器５は、この電力変換！！ｉ置の出力電
圧■より全波整流出力■を発生ずる。変換器６は負荷に
応じた折れ線近似を行なうもので、整流出力電圧■より
負荷電力（瞬時値）に対応する電圧■を発生する。積分
器７は負荷電力信号■を積分する積分回路７１と、この
積分回路７１をリセットするＦＥＴ７２とで４６成され
ている。そして、こ■が低レベルのとき反転器１４を介
してゲートに与えられる高レベル１８号により「ｔ：
１−７２がオンするどリセットさくｔ、比較信号■が高
レベルになると信号■の積分を開始づる。したがって積
分器７にａ３いては、交流電源の１ｄ半り゛イクルごど
に点弧位相後の負荷電ツノを積分することになる。この
積分出力■は比較器８の非反転入力端に供給される。
圧■より全波整流出力■を発生ずる。変換器６は負荷に
応じた折れ線近似を行なうもので、整流出力電圧■より
負荷電力（瞬時値）に対応する電圧■を発生する。積分
器７は負荷電力信号■を積分する積分回路７１と、この
積分回路７１をリセットするＦＥＴ７２とで４６成され
ている。そして、こ■が低レベルのとき反転器１４を介
してゲートに与えられる高レベル１８号により「ｔ：
１−７２がオンするどリセットさくｔ、比較信号■が高
レベルになると信号■の積分を開始づる。したがって積
分器７にａ３いては、交流電源の１ｄ半り゛イクルごど
に点弧位相後の負荷電ツノを積分することになる。この
積分出力■は比較器８の非反転入力端に供給される。
／’Ｊ Ｎ演算器１２は変換器６ど同様の折れ線近似回
路からなり、第１の基準電圧Ｖ ｒ（ｉｆｌを入力とし
て第１１図の曲線で示す関係の第２の基１％１４電圧ｖ
ｒｅｆ２を発生し、比較器８の反転入力端に供給覆る。
路からなり、第１の基準電圧Ｖ ｒ（ｉｆｌを入力とし
て第１１図の曲線で示す関係の第２の基１％１４電圧ｖ
ｒｅｆ２を発生し、比較器８の反転入力端に供給覆る。
第１１図の曲線は、例えば第１０図の回路のＦ／Ｆ３の
リセット入力を切り−１し交流電源を定格値とし−Ｃ第
１の基準電圧ｖｒｃｒｌを変化したどきの位相φ２にＪ
３りる積分器７の出力を第２の基１１を電圧ＶｒＯｆ２
として測定することによりめることができる。
リセット入力を切り−１し交流電源を定格値とし−Ｃ第
１の基準電圧ｖｒｃｒｌを変化したどきの位相φ２にＪ
３りる積分器７の出力を第２の基１１を電圧ＶｒＯｆ２
として測定することによりめることができる。
比較器８は、積分器７から出ツノされる積分出力■と演
算器１２から出力される第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２どを
比較し、積分出力■が第２の基準電圧Ｖ ｒｅｆ２を超
えたとき比較出力■を発生し、Ｆ／Ｆ３のリレソト端子
に供給する。これにより、Ｆ ／ Ｆ ３がリセットさ
れて、反転出力Ｑが高レベルとなる。
算器１２から出力される第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２どを
比較し、積分出力■が第２の基準電圧Ｖ ｒｅｆ２を超
えたとき比較出力■を発生し、Ｆ／Ｆ３のリレソト端子
に供給する。これにより、Ｆ ／ Ｆ ３がリセットさ
れて、反転出力Ｑが高レベルとなる。
したがって、駆動回路１３のトランジスタ１３１がオン
、トランジスタ１３２がオンし、駆動トランス１３３は
消勢される。そして、スイッチング回路４の主トランジ
スタ４１はベース電流の供給が停止してオフ（消弧）゛
りる。ここで、演０器１２は第２の基準電圧として第１
１図の曲線に従って定格入力電圧時の消弧位相がφ２と
なる電圧を出力しているから、定格入力電圧時の消弧位
相は勿論φ２である。
、トランジスタ１３２がオンし、駆動トランス１３３は
消勢される。そして、スイッチング回路４の主トランジ
スタ４１はベース電流の供給が停止してオフ（消弧）゛
りる。ここで、演０器１２は第２の基準電圧として第１
１図の曲線に従って定格入力電圧時の消弧位相がφ２と
なる電圧を出力しているから、定格入力電圧時の消弧位
相は勿論φ２である。
しかし、電源変動または負？ｊＪ変動等により出力電力
■が増加しＪζうとすると、積分器７の出力はより早く
第２の基準電圧Ｖ ｒｅｆ２に達するから消弧位相はφ
２より進み、これにより出力は一定に保たれる。また、
出力電力■が減少しＪ、うとした場合は消弧位相がφ２
より遅れ、これにより出力は一定に保たれる。すなわち
、電源電圧が変動したり、または電源電圧に高調波が含
まれていても負荷に供給される雷ノＪ ＧｃＬ毎半サイ
クルごとに常に一定どなる。
■が増加しＪζうとすると、積分器７の出力はより早く
第２の基準電圧Ｖ ｒｅｆ２に達するから消弧位相はφ
２より進み、これにより出力は一定に保たれる。また、
出力電力■が減少しＪ、うとした場合は消弧位相がφ２
より遅れ、これにより出力は一定に保たれる。すなわち
、電源電圧が変動したり、または電源電圧に高調波が含
まれていても負荷に供給される雷ノＪ ＧｃＬ毎半サイ
クルごとに常に一定どなる。
したがっＣ１例えば照明負荷（特に電子安ｆ″器）を用
いた場合には、電源電圧変動や高調波によるヂラツキを
防止Ｊ′ることができる。また、消弧位相の標準値（定
格電源電圧時等）を点弧位相と無関係の所定１１「１に
固定りることがでさるため、この消弧位相を相半勺イク
ル後半の負荷電流および電圧値が低い位相に設定すれば
サージ電圧を低減づることかでき、他１幾器への悪影響
を７７１除す゛るこ之ができる。
いた場合には、電源電圧変動や高調波によるヂラツキを
防止Ｊ′ることができる。また、消弧位相の標準値（定
格電源電圧時等）を点弧位相と無関係の所定１１「１に
固定りることがでさるため、この消弧位相を相半勺イク
ル後半の負荷電流および電圧値が低い位相に設定すれば
サージ電圧を低減づることかでき、他１幾器への悪影響
を７７１除す゛るこ之ができる。
なｄ３、」二連においＣは０伺への供給電力を安定化し
ているが、出力電圧もしくは電流の実効もしくは平均値
、あるいは照明負荷の場合は照度等信の物理量を安定化
するように消弧位相を制御してもよい。
ているが、出力電圧もしくは電流の実効もしくは平均値
、あるいは照明負荷の場合は照度等信の物理量を安定化
するように消弧位相を制御してもよい。
第１図は従来の前導通・竣功位相制御方法を説明するた
めの波形図、第２図は従来の電力変換装置のブロック図
、第３図は第２図の装置にお【ノる各部信号タイムチャ
ー］・、第４図は第２図の装置の電源電圧および出力電
流波形図、第５図は配電系統の等価回路、第６図はＡ＼
光発明動作原理を示す波形図、第７図は本発明を適用し
た場合の電源電圧および出力電流波形図、第８図は本発
明の１実施例に係る電力変ｌ！！！！装置のブロック図
、第９図は第８図の装置にＪ３ ＬＪる各部信号タイム
ヂ１ノー１〜、第１０図は第８図の装置の具体回路例を
示す図、そして、第１１図は第８図および第１０図にお
ける演算器の入出力特性を示すグラフである。 ３・・・ノリップノＩＩツブ、 ４・・・スイッチング回路、 ７・・・積分器、 ８．１１・・・比較器、９・・・基準電圧発生回路、１
０・・・三角波発生器、１２・・・演算器、１３・・・
駆動回路。 第３図 第 ４ 因 第６図 第 ７１カ 第 １１ 図 Ｖｒｅｆｌ ［ｆ） ［相］ ■ ［相］ ＠
めの波形図、第２図は従来の電力変換装置のブロック図
、第３図は第２図の装置にお【ノる各部信号タイムチャ
ー］・、第４図は第２図の装置の電源電圧および出力電
流波形図、第５図は配電系統の等価回路、第６図はＡ＼
光発明動作原理を示す波形図、第７図は本発明を適用し
た場合の電源電圧および出力電流波形図、第８図は本発
明の１実施例に係る電力変ｌ！！！！装置のブロック図
、第９図は第８図の装置にＪ３ ＬＪる各部信号タイム
ヂ１ノー１〜、第１０図は第８図の装置の具体回路例を
示す図、そして、第１１図は第８図および第１０図にお
ける演算器の入出力特性を示すグラフである。 ３・・・ノリップノＩＩツブ、 ４・・・スイッチング回路、 ７・・・積分器、 ８．１１・・・比較器、９・・・基準電圧発生回路、１
０・・・三角波発生器、１２・・・演算器、１３・・・
駆動回路。 第３図 第 ４ 因 第６図 第 ７１カ 第 １１ 図 Ｖｒｅｆｌ ［ｆ） ［相］ ■ ［相］ ＠
Claims (1)
- １、交流電源と、この交流電源の相半サイクルごとに点
弧および消弧して負荷に位相制御された出力を供給づる
スイッチング素子と、上記相半サイクルごとに出力量を
累計する手段を含みこの累轟１値に応じて上記スイッチ
ング素子の消弧位相を制御する制御回路とを具備す゛る
電力変換装置において、前記制御回路は、可変の第１の
基準電圧を発生ずる手段と、第１の基準電１１に対応す
る位相で前記スイッチング素子を点弧Ｊる手段ど、上記
第１の基準電圧に対し前記交流電源を一定としたときの
所定の位相における前記累ｈ１値に対応した第２の基準
電圧を算出する演算手段とを有し、前記累翳１伯が第２
の基準電圧に達したとき前記スイッチング素子を消弧す
ることを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5447384A JPS60200321A (ja) | 1984-03-23 | 1984-03-23 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5447384A JPS60200321A (ja) | 1984-03-23 | 1984-03-23 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60200321A true JPS60200321A (ja) | 1985-10-09 |
Family
ID=12971637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5447384A Pending JPS60200321A (ja) | 1984-03-23 | 1984-03-23 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60200321A (ja) |
-
1984
- 1984-03-23 JP JP5447384A patent/JPS60200321A/ja active Pending
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