JPS60200772A - ３相静止型電力変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式の３相ブリツジ
型インパーク等によって近似正弦波を得ることが出来る
３相静止型電力変換器の制御方法にＩＳ！：ｌ−するー
従来技術 パルス幅変調方式のインバータ又はサイクロコンバータ
で正弦波に近似の出力電圧を得る方式は既に知られてい
る。ところが、従来は、正弦阪の目標相電圧が得られる
ように、スイッチング素子をオン・オフ制御したので、
必然的にスイッチング回数が多くなり、且つスイッチン
グ損失が大きくなった。

本発明の目的 そこで、本発明の目的は、近似正弦波を確保しつつスイ
ッチング損失を低減させることが出来る３相静止型電力
変換器の制御方法を提供することにある。

発明の構成 上記目的を達成するための本発明は、少なくとも一部に
平担部分を有し且つ近似正弦波線間電圧が得られるよう
に変形された目標相電圧波形を形成又は想定し、前記目
標相電圧波形に対して平均値的に近似する相電圧波形が
得られるように各相の変換用スイッチング素子を制御す
ることを特徴とする３相静止型電力変換器の制御方法に
係わるものである。

発明の作用効果 上記発明によれば、目標相電圧波形に平担部分を設けた
ので、この平担部分ではスイッチング素子をオン・オフ
することが不要になり、スイッチング損失が低減する。

また、平担部分を設けても、線間電圧は近似正弦波にな
るように目標相電圧波形が変形されているので、近似正
弦波層間出力電圧を得ることが出来る。

実施例 第１図は本発明の第１の実施例に係わるパルス幅変調方
式の３相インバータを示す。この３相インバータは、直
流電源ｔｌ＋と、６つのスイッチングトランジスタＳ＋
、　Ｓｉ４、Ｓ３、Ｓ４、Ｂｙ、Ｓｅ　全３相ブリッジ
接続した逆変換器（２）と、各相の制御回路（３）、（
４）、（５１とから成り、直流電源（１）の電圧を、逆
変換器（２）によって平均値的に近似な正弦波に変換し
て３相交流モータ等の負荷（６）に供給するように構成
されている。

パルス幅変調制御回路ｆ３１　（４１［５１は実質的に
同一構成であるので、第１相の制御回路（３）について
説明する。（７ａ）は目標正弦波電圧発生回路であり、
逆変換器（２）の出力線間電圧が目標とする第３図（ａ
ｌに示す正弦波ｅａを発生するものである。（８）は減
算合成回路であって、目標正弦波電圧波形発生回路（７
ａ）から得られる波形と、逆変換器（２）の第１相検出
電圧との減算を行い、電圧補正された目標正弦波電圧を
得る回路である。

（９）は目標相電圧波形発生回路であり、第３図（ａｌ
の目標正弦波ｅａに基づいて第３図（ｄ）に示す目標相
電圧ｅ。ａを形成する回路である。この第３図（ｄ）の
波形ｅｏ３は、第１相のスイッチングトランジスタＳ＋
　、　Ｓ２をＰＷＭ制御するための目標信号であり、ス
イッチングトランジスタＳＩ、Ｓ２は第３図（ｄ）の波
形が得られるようにオン・オフ制御される。第３図（ｄ
）の波形の形成方法の詳細は後述する。

（１０）は三角波電圧発生回路もあり、第７図１ａｌに
示す三角波電圧（１０ａ）を発生する。（＋１３は比較
回路であり、第７図１ａｌの目標相電圧波形ｅｏ２と三
角波電圧（１０ａ）とを比較し、第７図（ｂ）のパルス
幅変調制御信号を形成する電圧コンパレークから成る。

比較回路０．１）から得られる第７図（ｂ）のパルス幅
変調制御信号はラインσつによってトランジスタＳ、の
ベースに供給され、また、ＮＯＴ回路（１３）で反転さ
れた制御信号はラインα４によってトランジスタＳ２の
ベースに供給される。第２及び第３相の制御回路（４）
（５）においても同様なパルス幅変調制御信号が形成さ
れ、ラインαω（１６１（１η０８）によってトランジ
スタ８３〜Ｓ６のベースにそれぞれ供給される。

第３図（ｄ）に示す第１、第２、第３相の目標相電圧波
形ｅｏａ、ｅｏｂ、ｅｏｃ　が得られるようにパルス幅
変調された制御信号を、各制御回路（３１（４１［５１
からスイッチングトランジスタＳＩ−８６に加えると、
逆変換器（２）の出力ライン（１９）　（２０）　（２
１１の各線間に平均値が正弦波に近似する波形が得られ
る。例えば、第１相ラインａ鵠と第２相ライン（２０）
との間には、第３図ｆａｔの波形ｅａを−だけ位相を進
め且つＶ丁倍にした波形に近似するパルス幅変調された
出力電圧が得られる。

第２図は第３図の目標相電圧波形ｅ。ａ、ｅＱｌ）、ｅ
ｏ（を形成するための回路を示す。（７ａ）、（７ｂ）
、（７ｃ）は第１、第２、及び第３相の目標正弦波電圧
発生回路であり、 ｅ　ａ　＝　Ａ　ｓｉｎωｔ。

ｅｃ：　Ａ　ｓｉｎ　（ωｔ−−π） の３相の正弦波を発生する。なお、振幅Ａは電圧制御に
基づいて種々の値をとる。

（２２ａ）、（２２ｂ）、（２２ｃ）はダイオードから
成る各相の半波整流回路であり、目標正弦波電圧発生回
路（７ａ）（７ｂ）（７ｃ）から得られる正弦波をそれ
ぞれ半波整流する。（２３）は加算回路であり、各相の
半波整流回路（２２ａ）（２２ｂ）（２２ｃ）　ノ出力
を加算して第３図（ｂ）の３相手波整流波形ｅ３を得る
ために整流回路（２２ａ）　（２２ｂ）　（２２ｃ）の
出力ラインをワイヤでＯＲ接続した部分である。従って
、整流回路（２２ａ）　（２２ｂ）　（２２Ｃ）と加算
回路（２３）とから成る点腺で囲んで示す部分は、３相
半波整流回路（２４）である。なおｅ３は３相半波整流
出力であるので、正弦波ｅａ　の３倍の周波数成分を含
む。

シ５）は減算回路であり、第１図に示した直流電源（Ｃ
）に示す電圧波形ｅ４を得る回路である。なお、ｅ４は
、３相半波整流波形ｅ３に対応しているので、基本正弦
波ｅａの３倍の周波数成分を含む。

（２６ａ）　（２６ｂ）　（２６ｃ）は、目標正弦波電
圧ｅ３　、　ｅｂ、ｅ（に、減算回路（２５）から得ら
れる波形ｅ４を重畳し、第３図（ｄ）に示す目標相電圧
波形ｅｏｇ１．　ｅｏｂ、ｅｏｃを形成する回路である
。第３図ｔａ＋の正弦波ｅａ、　ｅｌ）　、　ｅ（に第
３図（Ｃ）の波形ｅ４を重畳すれば、第３図（ｄ）から
した領域に平担な部分を有する。この結果、波形ｅＯａ
、ｅｏｂ、ｅｏ（に平均値的に近似する相電圧をパπ区
間でスイッチング素子をオン・オフ動作させることが不
要になり、スイッチング損失が低減する。

次に、第３図（ａｌに示す正弦波ｅ８と第３図（ｄ）の
目標相電圧波形ｅ。ａ　との関係について説明する。第
３図（Ｃ）の波形ｅ４は、次式で表わされる。

但し、ωは２πｆ、　ｆは正弦波ｅａ、ｅｂ、ｅｏノ周
高調波成分の振幅である。この式から明らかな如く、波
形ｅ４はｆ成分を含まず、３倍の周波数成分（３ｆ）の
みにより構成されている。

正弦波ｅａと第３図（Ｃ）の波形ｅ４とを合成した波形
ｅ０ａは次式で表わされる。

目標相電圧波形ｅｏａ、　ｅｏｌ）、　ｅｏ（が、第３
図（ｄ）に示す如く歪み波であっても、３相交流の特徴
により、）ずつ遅れて全く同一波形を持っている場合、
線間電圧波形には３０倍数系列の高調波は含まれない。

同様に直流分は各相等しい値となるため、やはり線間電
圧には表われない。つまり第３図ｔｄ＋に示す目標相電
圧波形ｅ。ａ、ｅｏｂ、、ｅｏｏが得られるように逆変
換器（２）をパルス幅変調制御しても、負荷に印加され
る線間電圧波形は、第３図（ａｌの正弦波ｅ２、たもの
と平均値的に等価なものとなる。

第３図は正弦波ｅａｓ　ｅｂ　、ｅｃ　の振幅ＡをＯ〈
ＡＥを満足するように設定した場合であるが、振幅Ａを
異なる値に設定しても全く同様な作用効果が得られる。

第４図は振幅ＡをＡ＝−Ｈとした場合を示し、第５図は
振幅ＡをＡ＝１．ＩＸ−とした場合を示す。なお、第４
図〜第６図の（ｄｌには、第１相の目標相電圧波形ｅｏ
ａのみが示され、第２及び、２４ 第３相の波形は示されていないか、−π、−π位置３ 相シフトした位置に同様に表われる。

第６図ｔａ＋から明らかな如く、本方式によれば、仮想
相電圧を示す正弦波ｅＢ、　ｅｌ）、　ｅｃの振幅Ａを
仮想相電圧を電源電圧（−）の１倍にすることが出来れ
ば、線間電圧もこれに応じて高くなる。即ち、従来の制
御方式で正弦波出力を得る場合には、ることか不可能で
あったが、本発明の方５式によれることが出来、結局、
最大出力電圧を約１５％上げることが出来る。

の波形ｅｏａは、第３図ｔｄｌの波形ｅ。ａと同一条件
を満足しているので、高調波成分の増大は生じない。

π　５ また、平担部分も一〜−π区間に得られる。

６ 次に本発明の第２の実施例を示す第８図について述べる
。但し、第１図〜第７図の第１の実施例と共通する部分
には、同一の符号を付してその説明を省略する。第８図
の方式においても、目標正弦波電圧発生回路（７ａ）か
ら第３図（ａｌの波形ｅａ　を発生させ、目標相電圧波
形発生回路（９）から第３図ｆｄｌの波形ｅｏａを発生
させる。

一方、ライン（１０からパルス幅変調の相電圧ｅＡを検
出し、これをフィルタ（３０１に入力させる。フィルタ
嬢は、平均値電圧発生回路を構成するものであり、ライ
ン（１９から第７図（ｂｌと同様な状態で得られるパル
ス幅変調出力電圧ｅＡの平均値′電圧ｅＡ（第７図の波
形ｅｏａにほぼ一致する波形）を得るものである。４３
１）は電圧比較回路であり、フィルタ（３０）から得ら
れる平均値電圧ｅａと目標相電圧波形発生回路（９）か
ら得られる第３図（ｄｌに示す目標相電圧波形ｅｏａと
を比較し、その差に対応した出力を得るものである。

（３１ａ）はシュミットトリガ回路であり、上側トリガ
レヘルＶｔ＋　ト下１１！Ｉ　）　リｊｊレベルＶＴ２
　とのヒステリシス特性を有して出力電圧を得るもので
ある。即ち、比較回路（３１）から得られるｅＡ−ｅｏ
ａが上側トリガレベルＶＴＩ　よりも大きくなったとき
に低レベル出力を発生し、ｅＡ−ｅｏａが下側トリガレ
ベルＶＴ２よりも小さくなった時に高レベル出力を発生
する回路である。なお、比較回路Ｇｌｌとシュミットト
リガ回路（３１ａ）とは、一体構成のＩＣとしても差支
えない。

（３りはトランジスタベース駆動回路であって、シュミ
ットトリガ回路（３１ａ）の高レベル出力に基づいてト
ランジスタＳ１をオフ制御し、逆にトランジスタＳ２を
オン制御し、また、シュミットトリガ回路（３１ａ）の
低レベル出力に基づいてトランジスタＳ、をオン制御し
、逆にトランジスタＳ２をオフ制御するパルスを発生す
る回路である。

第８図の回路で、逆変換器（２）の第１相出カライン（
１９１から第７図（ｂ）に示すようなパルス幅変調出力
電圧ｅＡが検出されたとすれば、これがフィルタＧＯ）
で平均値化され、波形ｅ。ａに近似する平均値電圧ｅａ
となる。比較回路のりは、平均値電圧ｅａと目標相電圧
波形ｅｏ３とを比較し、その差に対応した電圧を発生す
る。この差の電圧がシュミットトリガ回路（３１ａ）の
ヒステリシス値以上になると、出力状態が反転する。も
し、検出された平均値電圧ｅＡが目標相電圧波形ｅ。ａ
よりも高いと、出力振幅を下げるために、トランジスタ
Ｓ１がオフ制御される。

逆に平均値電圧ｅＡが目標相電圧波形ｅｏａよりも低い
場合には、出力振幅を高めるためにトランジスタＳ、が
オン制御される。

以上、第１相の制御回路（３）に基づく制御について述
べたが、第２相及び第３相制御回路（４）（５）でも同
様な制御がなされる。今、第２相の検出電圧をｅｌｌ、
その平均値電圧ｅＢ、その目標相電圧をｅｏｌ）、第３
相の検出電圧をｅｃ、その平均値電圧をｅｃ、その目標
相電圧をｅ。Ｃとすれば、次のような制御となる。

ｅＢ−ｅｏｂ＞ＶＴＩ　＋’１条件で、トランジスタＳ
３カオフ、Ｓ４がオンとなり、ｅＢ　−ｅｏｂ＜　Ｖ丁
２の条件で、トランジスタＳ３がオン、Ｓ４がオフとな
る。

一方、ｅ（、−ｅｏ（）　ＶＴＩ　の条件で、トランジ
スタＳ、がオフ、Ｓ６がオンとなり、ｅｃｅＱ（（ＶＴ
２０条件で、トランジスタＳ、がオン、Ｓ６がオフとな
る。

第１相も上記と同様な形式で示すと、ｅＡ−ｅｏａ＞　
ＶＴＩ　の条件で、トランジスタＳＬがオフ、Ｓ２がオ
フＳ、がオン、Ｓ２がオフとなる。

第８図に示す回路によって、逆変換器（２）の出力相電
圧が第３図ｆｄｌに示す目標相電圧波形ｅｏａとなるよ
うに制御しても、出力態量電圧を正弦波にすることが出
来る。また、波形ｅ０ａ４　ｅｏｌ）、ｅｏ０が平担部
分を有するので、スイッチング回数を減らすことが出来
る。

第９図及び第１０図は本発明の第３の実施例を示す。こ
の実施例の基本回路は第１図と同一であり、第３図〜第
６図に示した目標相電圧波形ｅ。ａ、ｅＱｌ）、　ｅｏ
（の形成方法のみが異なっている。第９図では負の３相
半波整流回路（２４ａ）が設けられ、第３図ｔｂ）に示
す負の３相半波整流波形ｅ、を得ている。

しかる後、減算回路（２５ａ）では、電源（ｌｂ）から
得る。即ち、Ｃ４の場合と同様に次式に従う波形が形成
される。

そして、この波形ｅもが加算回路（２６ａ）　（２６ｂ
）　（２６Ｃ）で、各相の正弦波ｅａ１　ｅｂｌ　Ｃｃ
に加算される。

この結果、第１０図に示す目標相電圧波形ｅｏａが得ら
れる。なお、この波形ｅ。ａは第２図の場合と同様に次
式で示される。

第１０図の波形は、第３図ｔｄｌの波形の極性を反転し
た波形であるので、全く同様な作用効果が得られる。な
お、正弦波ｅＢ　ｓ　ｅｌ）　ｓ　ｅ（の振幅Ａが、第
４図、第５図、第６図のように変化した場合には−ａｌ
ｌ、ｅｌ＋が各図に示すように変化し、第４図〜第６図
ｆｄ）の波形ｅ。ａの極性を反対にした状態の目標相相
電圧波形が得られる。また、第９図の回路は第８図の目
標相電圧発生回路（９）にも適用可能である。

第１１図は本発明の第４の実施例に係わる目標相電圧波
形発生回路を示し、第１２図はその動作波形を示す。第
１１図は、第２図に示した正の３る他に、第９図に示し
た負の３相半波整流回路（２４ａ）及び−一−ｅ、の減
算回路（２５ａ）を有する。そして、一方の整流回路（
２４＋及び一方の減算回路（２５）の出力段には第２図
と同様に、第３図（ｂｌの波形ｅ３、及び第３図＋ｃ＋
の波形ｅ４が得られ、他方の整流回路（２４ａ）及び他
方の減算回路（２５ａ）の出力段には第２図と同様に第
３図ｆｂｌの波形ｅ５及び第３図ｆｃＩＯ波形ｅ６が得
られる。

第１１図の第１及び第２の抽出回路（２Ｇ）　ｔ２７）
は、波形ｅ４、Ｃ６の一部を一定のタイミングで抽出す
る回路である。轍は合成回路であり、抽出回路シロ）ガ
）で抽出した波形を合成し、第１２図（ａｌに示す波形
ｅ７を形成する回路である。なお、第１の抽出回路（２
６ｊで、合成回路（２８）から得られる第１２図（ａｌ
に示す波隔で交互に配置したものとなる。

第１１図の各相の加算回路（２６ａ）　（２６ｂ）　（
２６ｃ）は・１２図（ａｌの波形ｅ７とを合成し、第１
２図ｆｂｌの波形形態の波形ｅ。ｂ、ｅｏｃを得るもの
であ・る。第１２図トランジスタ８１〜Ｓ６をこの期間
でオン・オフすることが不要となり、第１の実施例と同
様な作用効果が得られる。

なお、第１２図には、第３図に対応するように示した。

これに対し、第１１図の回路において、正弦波ｅａ、ｅ
ｌ）、ｅ（の振幅Ａが第６図に示す如く、られる。即ち
、第６図（Ｃ１の波形ｅ４　、Ｃ６が抽出回路示す波形
ｅ８が第１１図の合成回路（２〜から加算回路（２６ａ
）　（２６ｂ　）　（２６ｃ）に送られ、第１相の目標
相電圧波形ｅｏａは第１３図ｔｂ＋に示す形態となる。

第１４図は本発明の第５の実施例に係わる方式における
波形を示す。目標相電圧波形発生回路は、第１１図と同
一であり、抽出方法のみが第１２図と相違している。こ
の第１４図の場合は、ｉｌ１図の第１の抽出回路（２Ｇ
）によって、第３図ｔｅｌの波形で抽出し、第２の抽出
回路（２７）によって第３図（Ｃ１のπ区間で抽出し、
これ等を合成回路（２８）で合成し、第１４図の波形ｅ
、を得る。しかる後、第３図（ａｌの正弦波ｅａ、　ｅ
ｂ、　ｅｃに第１４図（ａｌの波形ｅ９を回路（２６ａ
）　（２６ｂ）　（２６ｃ）で加算し、第１相において
は第１４図ｔｂ＋の波形ｅｏａを得、その他の相におい
ても同様な波形を得る。目標相電圧波形ｅｏａをこのよ
うに４　５　１１ π〜−π区間、−π〜−π区間が平担になるため、３　
３　６ Ｓｔ−８ｅのスイッチング回路を減らすことが出来る。

なお、第１４図は正弦波ｅａ１ｅｂ、ｅｏの振幅ＡがＯ
＜Ａ＜−の場合を示す。これに対して、振幅Ａが、２　
Ｅ 第６図に示す如（Ａ”　？”ｒｘ、２になった場合には
、第１５図の波形になる。

変形例 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
、次の変形例が可能なものである。

（４）第３図ｔｄ１等に示す目標相電圧波形ｅｏａ、ｅ
ｏｌ）・ｅｏ（をアナログ的に形成せずに、デジタル回
路を利用して形成してもよい。

（Ｂ）　第８図のフィルタｃ３０）を平均値を示すデジ
タル信号を発生する回路とし、目標相電圧波形発生回路
（９）もデジタル信号が発生するように構成し、両者を
デジタル比較するようにしてもよい。

（Ｃ）　第１図の出力電圧制御をするための減算合成回
路（８）を目標相電圧波形発生回路（９）の出力段に移
してもよい。

［Ｆ］　第７図（ｂｌに示すパルス幅変調制御信号は、
第７図（ａｌに示す目標相電圧波形ｅｏａに三角波電圧
（ＸＯａ）を重畳した信号を作り、これを所定レベルと
比較することによって形成してもよい。

（転）　３相インバータに限ることなく、３相のサイク
ロコンバータにも適用可能である。第１６図はサイクロ
コンバータのｉｌｌ相のみを原理的にポンス（４０）の
２次巻線（４υはセンタタップ形式に構成され、サイリ
スタＡ、Ｂ、Ｃ，Ｄを介して負荷（４２１に接続されて
いる。電源トランス（４０）には第１７図（４）の交流
を供給し、０〜π区間ではサイリスタＡ、Ｂを第１７図
（１３）に示すように導通制御し、π〜２π区間ではサ
イリスタＣ，Ｄを制御し、平均値的に第１７図（Ｃ）の
相電圧波形を得る。このように導通角制御する場合の目
標相電圧波形を、例えば第１５図（ｂｌに波形ｅ。ａと
すれば、波形ｅ。ａに近似するようにサイリスタＡ−Ｄ
を制御する。なお、第１６図及び第１７図には第１相の
みを示したが、第２相及び第３相も同様に構成する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる３相イ発生回路
を示すブロック図、第３図、第４図、第５図、第６図、
及び第７図は、第１図及び第２図の各部の状態を示す波
形図である。 第８図は本発明の第２の実施例に係わる３相インバータ
を示す回路図である。 第９図は本発明の第３の実施例に係わる目標相電圧波形
発生回路を示すブロック図、第１０図は第９図の回路で
形成した目標相電圧波形を示す波形図である。 第１１図は本発明の第４の実施例に係わる目標相電圧波
形発生回路を示すブロック図、第１２図及び第１３図は
第１１図の回路の各部の状態を示す波形図である。 第１４図及び第１５図は本発明の第５の実施例に係わる
目標相電圧形成方法を説明するための第１１図の各部の
状態を示す波形図である。 第１６図は本発明の変形例に係わるサイクロコンバータ
の１相分を示す回路図、第１７図は第１６図の各部の状
態を示す波形図である。 （１）・・・直流電源、（２）・・・逆変換器、（３１
（４）（５）・・・制御回路、（７）・・・目標正弦波
電圧発生回路、（９）・・・目標相電圧波形発生回路。 代理人　高野則次 第１図 法　１）　Ｄ 第８図 ＝　、／−− １ １−一−−−−Ｊ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ＋１１　少なくとも一部に平担部分を有し且つ近似正弦
   波線間電圧が得られるように変形された目標相電圧波形
   を形成又は想定し、前記目標相電圧波形に対して平均値
   的に近似する相電圧波形が得られるように各相の変換用
   スイッチング素子を制御することを特徴とする３相静止
   型電力変換器の制御方法。