JPS6022854A - デイジタル信号変復調方式 - Google Patents
デイジタル信号変復調方式Info
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- JPS6022854A JPS6022854A JP13139983A JP13139983A JPS6022854A JP S6022854 A JPS6022854 A JP S6022854A JP 13139983 A JP13139983 A JP 13139983A JP 13139983 A JP13139983 A JP 13139983A JP S6022854 A JPS6022854 A JP S6022854A
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- Japan
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- identification
- circuit
- signal
- output
- regeneration circuit
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2334—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using filters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
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- Nonlinear Science (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
本発明は、ディジタル通信方式に関する。特に、符号量
干渉等により受信出力波形が劣化している場合に通ずる
ディジタル信号の変復調方式に関するものである。
干渉等により受信出力波形が劣化している場合に通ずる
ディジタル信号の変復調方式に関するものである。
従来のディジタル通信方式の受信側においては、データ
遷移点の中間点において２値識別する方法が広く用いら
れている。しかし、ディジタル無線通信などで狭帯域信
号を得るために、送信側で基底帯域制限を行った信号を
受信側で検波した場合には、帯域制限が厳しいほど時間
軸上の波形の広がりが増大するため、検波出力は符号量
干渉を受け、再生したディジタル情報の誤り率特性は劣
化する欠点があった。
遷移点の中間点において２値識別する方法が広く用いら
れている。しかし、ディジタル無線通信などで狭帯域信
号を得るために、送信側で基底帯域制限を行った信号を
受信側で検波した場合には、帯域制限が厳しいほど時間
軸上の波形の広がりが増大するため、検波出力は符号量
干渉を受け、再生したディジタル情報の誤り率特性は劣
化する欠点があった。
第１図はＧＭＳＫ （ガウシャウスフィルタード・ミニ
マム・シフト・キーイング）変調された信号の検波出力
波形の一例を示すもので、Ｓｏは従来の識別闇値、ｔｌ
は識別夕・イミノジである。識別タイミングｔ１におｃ
する検波出力波形の開きはｈｌである。この波形ではア
イアパーチャが小さくなっているため雑音余裕が小さく
、このため、識別出力の誤り率が増加する。
マム・シフト・キーイング）変調された信号の検波出力
波形の一例を示すもので、Ｓｏは従来の識別闇値、ｔｌ
は識別夕・イミノジである。識別タイミングｔ１におｃ
する検波出力波形の開きはｈｌである。この波形ではア
イアパーチャが小さくなっているため雑音余裕が小さく
、このため、識別出力の誤り率が増加する。
本発明は、上記のような欠点を除去するため、符号量干
渉等により波形劣化が生じた場合にも良好な誤り率特性
が得られる通信方式を提供することを目的とする。
渉等により波形劣化が生じた場合にも良好な誤り率特性
が得られる通信方式を提供することを目的とする。
本発明は、受信出力波形が劣化した場合でも、受信出力
波形を全波整流し、２タイムスロフトにわたり積分を実
行することにより、積分終了時点では大きな雑音余裕の
ものに識別でき、識別後の符号系列の前後のデータには
一定の関係を有することに着目したもので、送信側で２
ヒノＩ・の和分論理変換を行い、受信側で上記の積分を
１タイムスロツトずらして２つの回路で行い、２つの積
分放電フィルタの積分出力を識別してｉｉＩられる再生
符号系列を１タイムス１」ソト毎に選択したものをｔｌ
調信号とすることを特徴とする。
波形を全波整流し、２タイムスロフトにわたり積分を実
行することにより、積分終了時点では大きな雑音余裕の
ものに識別でき、識別後の符号系列の前後のデータには
一定の関係を有することに着目したもので、送信側で２
ヒノＩ・の和分論理変換を行い、受信側で上記の積分を
１タイムスロツトずらして２つの回路で行い、２つの積
分放電フィルタの積分出力を識別してｉｉＩられる再生
符号系列を１タイムス１」ソト毎に選択したものをｔｌ
調信号とすることを特徴とする。
なお、本願発明は同一発明者による先願（特願昭５８−
３１８０４ ）をさらに推し進めたものである。
３１８０４ ）をさらに推し進めたものである。
本発明の動作原理をＧＭＳＫ （Ｇａｕｓｓｉａｎ４ｉ
１ｔｅｒｅｄ旧ｎｉｍｕｍａ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ ）を用いた場合を例にとって説明する。
１ｔｅｒｅｄ旧ｎｉｍｕｍａ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ ）を用いた場合を例にとって説明する。
第１図（ａｌはＧ Ｍ Ｓ Ｈの検波信号アイパターン
の一例であり、同図（ｂｌはその検波信号を全波整流し
た信号を示す。同図（ａｌにおいて従来の識別タイミン
グｔ１におけるアイの開きは符号量干渉により少なくな
っている。一方、時刻も２におけるアイの開きは、時刻
ｔ１におけるアイの開きより犬きい。いま、時刻ｔ２に
おいて識別を行うものとし、第１図（ａｊおよびｆｂｌ
における再生符号系列をそれぞれｄｉおよびｄｉ′ と
する。符号系列ｄｉおよびｄｉ′ は識別閾値Ｓ１、ゑ
２、ｓ３に対し −−−−−−−（１１ −−−−−−−−（２＋ で与えられるものとする。このときｄｉ−ｄｉ’ とな
り、伝送符号系列をｂｉとずれぽ、ｄｉはｂｉが変化し
た場合に「１」、変化しない場合にｌ−ＯＪをとる。
の一例であり、同図（ｂｌはその検波信号を全波整流し
た信号を示す。同図（ａｌにおいて従来の識別タイミン
グｔ１におけるアイの開きは符号量干渉により少なくな
っている。一方、時刻も２におけるアイの開きは、時刻
ｔ１におけるアイの開きより犬きい。いま、時刻ｔ２に
おいて識別を行うものとし、第１図（ａｊおよびｆｂｌ
における再生符号系列をそれぞれｄｉおよびｄｉ′ と
する。符号系列ｄｉおよびｄｉ′ は識別閾値Ｓ１、ゑ
２、ｓ３に対し −−−−−−−（１１ −−−−−−−−（２＋ で与えられるものとする。このときｄｉ−ｄｉ’ とな
り、伝送符号系列をｂｉとずれぽ、ｄｉはｂｉが変化し
た場合に「１」、変化しない場合にｌ−ＯＪをとる。
このことから
ｄｉ−旧■ｂｉ１ （■は排他的論理和）−旧−（３）
と表わすことができる。
と表わすことができる。
第２図は時刻Ｌ１を始点として、第１図（ｂｌに示ず信
号を２タイムスロット２Ｔ（Ｔはデータの繰り返し周期
）にわたり積分を実行した場合の積分器出力の軌跡を示
す。いま、積分の終了と同時に識別を行うものとし、こ
れによりｉＭられる再生符号系列をｄｉ″とする。ｄｉ
″は次式で与えられるように識別するものとする。
号を２タイムスロット２Ｔ（Ｔはデータの繰り返し周期
）にわたり積分を実行した場合の積分器出力の軌跡を示
す。いま、積分の終了と同時に識別を行うものとし、こ
れによりｉＭられる再生符号系列をｄｉ″とする。ｄｉ
″は次式で与えられるように識別するものとする。
一一−−−（４）
ここで、Ｓ４、Ｓ５は第２図における識別闇値を表わす
。なお、積分器出力は識別後直ちに放電されて、次の積
分を開始する。
。なお、積分器出力は識別後直ちに放電されて、次の積
分を開始する。
式（２）におりる符号系列ｄｒＰｌと式（４）におりる
符号系列ｄｆ’の関係を示したものが表である。
符号系列ｄｆ’の関係を示したものが表である。
（以下不貞余白）
これかられかるように、符号系列ｄｉ″とｄｉ′の間に
は ｄｉ″＝旧′■ 旧−ｓ ’ −−−−−−−（５１あ
る関係がある。さらに、式（５）に式（３）を代入する
ことにより、 ｄｉ” ＝ ｂｉ ｅｂｆ−ｔ −−−−−（６１が得
られる。符号系列ｄｉ″は伝送符号系列ｂｉとその２タ
イムスロット前の符号系列ｂ ｔ’−２との間に変化が
ある場合に１１」、変化がない場合にはｒＯＪをとる。
は ｄｉ″＝旧′■ 旧−ｓ ’ −−−−−−−（５１あ
る関係がある。さらに、式（５）に式（３）を代入する
ことにより、 ｄｉ” ＝ ｂｉ ｅｂｆ−ｔ −−−−−（６１が得
られる。符号系列ｄｉ″は伝送符号系列ｂｉとその２タ
イムスロット前の符号系列ｂ ｔ’−２との間に変化が
ある場合に１１」、変化がない場合にはｒＯＪをとる。
そこで、送信側において、情報信号ａｉに対して
ｂｉ＝ ａｉ の ｂｉ−２−−−−−−−−−（力で
与えられる２ヒノ１−の和分論理変換を行った符号系列
ｂｉを送信する。このようにして、送信側の情報信号ａ
＋が受信側で再生される。
与えられる２ヒノ１−の和分論理変換を行った符号系列
ｂｉを送信する。このようにして、送信側の情報信号ａ
＋が受信側で再生される。
符号系列ｄ＋ｌＦは２Ｔ毎の周期で得られることから、
時刻ｔ１からｔｌ →２Ｔまで積分ず・る積分ｌＪ文電
電フィルタよび時刻ｔ１＋’ｐからｔ＋４３Ｔまで積分
する積分放電フィルタの積分出力を識別して得られた符
号系列を周期１゛毎に交互に選ぶことにより情報信号ａ
ｉが復調される。
時刻ｔ１からｔｌ →２Ｔまで積分ず・る積分ｌＪ文電
電フィルタよび時刻ｔ１＋’ｐからｔ＋４３Ｔまで積分
する積分放電フィルタの積分出力を識別して得られた符
号系列を周期１゛毎に交互に選ぶことにより情報信号ａ
ｉが復調される。
第３図は本発明実施例方式のブロック構成図である。送
信装置では、入力端子１１には送信すべき信号が入力す
る。この信号は排他的論理和回路１２の一方の入力に導
かれ、その出力は送信回路１３に入力する。また排他的
論理和回路１２の出力は分岐されて、遅延回路１４を介
して排他的論理和回路１２の他方の入力に接続される。
信装置では、入力端子１１には送信すべき信号が入力す
る。この信号は排他的論理和回路１２の一方の入力に導
かれ、その出力は送信回路１３に入力する。また排他的
論理和回路１２の出力は分岐されて、遅延回路１４を介
して排他的論理和回路１２の他方の入力に接続される。
この遅延回路１４は入力信号のタイムスし２ノドの２個
分（２Ｔ）の遅延を与える回路である。送信回路１３の
出力は送信出力端子１５から伝送路１８に送出される。
分（２Ｔ）の遅延を与える回路である。送信回路１３の
出力は送信出力端子１５から伝送路１８に送出される。
受信装置では、伝送路１８から受信入力端子２１に到来
する信号は受信回路２２でベースバンド信号に復調され
、その出力は全波整流回路２３に入力される。全波整流
回路２３の出力は２個の積分回路２４．２５およびタイ
ミング信号発生回路２６に分岐して与えられる。積分回
路２４の出力は識別回路２８に接続され、積分回路２５
の出力は識別回路２９に接続される。積分回路２４．２
５および識別回路２日、２９にはそれぞれタイミング信
号発生回路２６から、タイミング信号が供給される。識
別回路２８および２９の出力は選択回路３０の入力に接
続され、この選択回路３０の出力は受信出力端子３１に
導かれる。この選択回路３０は、同しくタイミング信号
発生回路２Ｇの出力信号で制御される。この積分回路お
よび識別回路を組合〜已て積分、識別およびリセットを
繰り返ずように構成された回路は、積分フィルタとして
市販の集積回路として入手することができる。
する信号は受信回路２２でベースバンド信号に復調され
、その出力は全波整流回路２３に入力される。全波整流
回路２３の出力は２個の積分回路２４．２５およびタイ
ミング信号発生回路２６に分岐して与えられる。積分回
路２４の出力は識別回路２８に接続され、積分回路２５
の出力は識別回路２９に接続される。積分回路２４．２
５および識別回路２日、２９にはそれぞれタイミング信
号発生回路２６から、タイミング信号が供給される。識
別回路２８および２９の出力は選択回路３０の入力に接
続され、この選択回路３０の出力は受信出力端子３１に
導かれる。この選択回路３０は、同しくタイミング信号
発生回路２Ｇの出力信号で制御される。この積分回路お
よび識別回路を組合〜已て積分、識別およびリセットを
繰り返ずように構成された回路は、積分フィルタとして
市販の集積回路として入手することができる。
このように構成された装置の動作を説明すると、送信装
置では、入力端子１１に送信ずべき信号（符号系列ａｉ
）が入力する。その信号は排他的論理和回路Ｉ２おまひ
２タイムスロノ１−の遅延を与える遅延回路１４により
、２ビットの和分論理変換が施され送信信号（符号系列
ｂｉ）となる。
置では、入力端子１１に送信ずべき信号（符号系列ａｉ
）が入力する。その信号は排他的論理和回路Ｉ２おまひ
２タイムスロノ１−の遅延を与える遅延回路１４により
、２ビットの和分論理変換が施され送信信号（符号系列
ｂｉ）となる。
受信装置では、積分回路２４および積分回ｌＮｌ５２．
’、）は入力信号の２タイムス四ノｌ−（２Ｔ）の周期
で４１１分およびリセットの動作を繰り返す。しかも、
積分回路２４と積分回路２５の動作の周期は１タイムス
ロツト（ＩＴ）だけずれるように構成される。この様子
を第４図のタイムヂャ−１・に示ず。すなわち、第４図
Ａは積分回路２４の積分動作と、識別回路２８の識別動
作および積分回路２４のす七ソ１−動作を示す。また、
第４図Ｂは積分回路２５の積分動作と、識別回路２９の
識別動作および積分回路２５のリセット動作を示す。選
択回路３０は識別回路２８および２９の識別出力を交互
に１タイムスｌ：’ ノＩ・（１′Ｆ）の周期で選択し
て出力端子３１に送出する。
’、）は入力信号の２タイムス四ノｌ−（２Ｔ）の周期
で４１１分およびリセットの動作を繰り返す。しかも、
積分回路２４と積分回路２５の動作の周期は１タイムス
ロツト（ＩＴ）だけずれるように構成される。この様子
を第４図のタイムヂャ−１・に示ず。すなわち、第４図
Ａは積分回路２４の積分動作と、識別回路２８の識別動
作および積分回路２４のす七ソ１−動作を示す。また、
第４図Ｂは積分回路２５の積分動作と、識別回路２９の
識別動作および積分回路２５のリセット動作を示す。選
択回路３０は識別回路２８および２９の識別出力を交互
に１タイムスｌ：’ ノＩ・（１′Ｆ）の周期で選択し
て出力端子３１に送出する。
ここで、送出回路１３の入力のベースバンド信号は第１
図（ａｌのような信号である。この信号は上記式（７）
に示すように、入力信号符号系列と、２ビット前の送信
信号符号系列との排他的論理和をとるもので、その２つ
の符号系列に変化があったか変化がなかったかを表す出
力信号となる。これが、受信装置の受信回路２２の出力
に現九る。この信号が全Ｓ整流回路２３で全波整流され
ると、第１図（ｂｌに示す信号となる。この信号を２Ｔ
にわたり積分することは、信号が２Ｔにわたり変化した
か否かを識別することになる。すなわち、この２Ｔに時
間に信号がｒｌ ＩＪであると、積分回路の出力は第２
図のＰのように、正の値になる。また信号が１００」で
あると積分回路の出力は第２図のＱのように負の値にな
る。さらに、この２Ｔの間に信号が「１０」あるいは「
Ｏｌ」と変化すると、積分回路の出力は第２図のＲのよ
うになる。第２図でＰ、 Ｑ、 Ｈのそれぞれに複数の
軌跡が描かれているのは、例えば同じ「１１」であって
もそれ以前の値により、信号波形が異なりその積分の軌
跡が異なることを示す。
図（ａｌのような信号である。この信号は上記式（７）
に示すように、入力信号符号系列と、２ビット前の送信
信号符号系列との排他的論理和をとるもので、その２つ
の符号系列に変化があったか変化がなかったかを表す出
力信号となる。これが、受信装置の受信回路２２の出力
に現九る。この信号が全Ｓ整流回路２３で全波整流され
ると、第１図（ｂｌに示す信号となる。この信号を２Ｔ
にわたり積分することは、信号が２Ｔにわたり変化した
か否かを識別することになる。すなわち、この２Ｔに時
間に信号がｒｌ ＩＪであると、積分回路の出力は第２
図のＰのように、正の値になる。また信号が１００」で
あると積分回路の出力は第２図のＱのように負の値にな
る。さらに、この２Ｔの間に信号が「１０」あるいは「
Ｏｌ」と変化すると、積分回路の出力は第２図のＲのよ
うになる。第２図でＰ、 Ｑ、 Ｈのそれぞれに複数の
軌跡が描かれているのは、例えば同じ「１１」であって
もそれ以前の値により、信号波形が異なりその積分の軌
跡が異なることを示す。
第２図で８４およびＳ５は識別回路２８．２９の識別の
闇値を示す。すなわち−１二記式（４）の識別を行うこ
とにより、２ビツトにわたり信号に変化があったかなか
ったかを識別することになる。これを１タイムスロツト
の周期で交互に選択すると、これはちょうど上記式（６
）で説明したように、２夕・ｆムスロソト前の符号系列
との間に変化がある場合には「１」、変化がない場合に
は「０」となっ−ζ送信情報信号の符号系列ａｔを再現
することになる。
闇値を示す。すなわち−１二記式（４）の識別を行うこ
とにより、２ビツトにわたり信号に変化があったかなか
ったかを識別することになる。これを１タイムスロツト
の周期で交互に選択すると、これはちょうど上記式（６
）で説明したように、２夕・ｆムスロソト前の符号系列
との間に変化がある場合には「１」、変化がない場合に
は「０」となっ−ζ送信情報信号の符号系列ａｔを再現
することになる。
このように、本発明の方式は受信側で２ピノ１−にわた
り積分を実行して信号の識別を行うので、従来方式の１
点で識別を行う場合に比べると、符号量干渉がある信号
では、その識別のための信号の開きははるかに大きくな
り、符号量干渉があっても誤り率の小さい復調を行うこ
とができる。
り積分を実行して信号の識別を行うので、従来方式の１
点で識別を行う場合に比べると、符号量干渉がある信号
では、その識別のための信号の開きははるかに大きくな
り、符号量干渉があっても誤り率の小さい復調を行うこ
とができる。
本発明の方式ば上述のＧＭＳＫ無線伝送方式、ベースバ
ンド伝送のほか、ＴＦＭ方式にも有９Ｊ＞に通用するこ
とができる。
ンド伝送のほか、ＴＦＭ方式にも有９Ｊ＞に通用するこ
とができる。
以上説明したように、本発明によれば符号量干渉などに
より検波出力に得られる信号波形が劣化した場合にも、
雑音余裕の大きい識別を行うことができる。また、本発
明の送信装置および受信装置は簡単な回路構成により実
現することができる優れた利点がある。
より検波出力に得られる信号波形が劣化した場合にも、
雑音余裕の大きい識別を行うことができる。また、本発
明の送信装置および受信装置は簡単な回路構成により実
現することができる優れた利点がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明実施例方式の信号波形を説明する図。
第２図は積分回路の出力信号波形を示す図。
第３図は本発明は実施例装置の回路構成図。
第４図は積分回路および識別回路の動作タイムチャート
。 １２・・・排他的論理和回路、１３・・・送信回路、１
４・・・遅延回路、２２・・・受信回路、２３・・・全
波整流回路〜２４．５・・・積分回路、２６・・・タイ
ミング信号発生量Ｆｌ＆、２８．２９・・・識別回路、
３０・・・選択回路。 特１１’Ｆ出１９１人 日本電信電話公社代理人 弁理
士 井 出 直 孝 ｔ＋ ｂ −一＋ ｔ１ｔ２ｔＩ◆２Ｔ −一÷４ 爪 １ 図 ’１５３ 辺
。 １２・・・排他的論理和回路、１３・・・送信回路、１
４・・・遅延回路、２２・・・受信回路、２３・・・全
波整流回路〜２４．５・・・積分回路、２６・・・タイ
ミング信号発生量Ｆｌ＆、２８．２９・・・識別回路、
３０・・・選択回路。 特１１’Ｆ出１９１人 日本電信電話公社代理人 弁理
士 井 出 直 孝 ｔ＋ ｂ −一＋ ｔ１ｔ２ｔＩ◆２Ｔ −一÷４ 爪 １ 図 ’１５３ 辺
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１１送信装置には、 送信すべき２値ディジタル情報信号に２ビツトの和分論
理変換を施す手段を備え、 受信装置には、 受信されたベースバンド信号を全波整流する手段と、 この全波整流する手段の出力信号を入力として信号の遷
移点のほぼ中間点から２タイムスロフトにわたり積分を
行いその積分の結果を識別しその直後にリセソトシて上
記積分を繰り返すように構成された第一の識別再生回路
と、 この第一の識別再生回路と同等の回路で構成され上記全
波整流する手段の出力信号を入力として上記第一の識別
再生回路とはｌタイムスロットずれた周期で動作する第
二の識別再生回路と、上記第一の識別再生回路および上
記第二の識別再生回路の識別出力を１タイムスロット毎
に交互に選択する手段と を備えたことを特徴とするディジタル信号変復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13139983A JPS6022854A (ja) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | デイジタル信号変復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13139983A JPS6022854A (ja) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | デイジタル信号変復調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6022854A true JPS6022854A (ja) | 1985-02-05 |
Family
ID=15057061
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13139983A Pending JPS6022854A (ja) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | デイジタル信号変復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6022854A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0316337A (ja) * | 1989-03-13 | 1991-01-24 | Hitachi Ltd | タイミング抽出回路，それを利用した通信システム及びタイミング抽出方法並びに通信装置 |
| US5090026A (en) * | 1989-09-11 | 1992-02-18 | Electrocom Automation, Inc. | Gmsk narrowband modem |
| WO2006027539A1 (en) * | 2004-09-08 | 2006-03-16 | British Telecommunications Public Limited Company | Decoding of multilevel gmsk signals |
| US8085881B2 (en) | 2004-09-08 | 2011-12-27 | British Telecommunications Public Limited Company | High data rate demodulation system |
| CN109004981A (zh) * | 2018-08-01 | 2018-12-14 | 华南理工大学 | 一种基于模糊效应的视觉可见光通信检测方法 |
-
1983
- 1983-07-18 JP JP13139983A patent/JPS6022854A/ja active Pending
Cited By (5)
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|---|---|---|---|---|
| JPH0316337A (ja) * | 1989-03-13 | 1991-01-24 | Hitachi Ltd | タイミング抽出回路，それを利用した通信システム及びタイミング抽出方法並びに通信装置 |
| US5090026A (en) * | 1989-09-11 | 1992-02-18 | Electrocom Automation, Inc. | Gmsk narrowband modem |
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