JPS6027446B2 - クオ−ドレ−チヤ方式ｆｍ検波回路 - Google Patents
クオ−ドレ−チヤ方式ｆｍ検波回路Info
- Publication number
- JPS6027446B2 JPS6027446B2 JP52023447A JP2344777A JPS6027446B2 JP S6027446 B2 JPS6027446 B2 JP S6027446B2 JP 52023447 A JP52023447 A JP 52023447A JP 2344777 A JP2344777 A JP 2344777A JP S6027446 B2 JPS6027446 B2 JP S6027446B2
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- Japan
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- frequency
- resonator
- signal
- terminal
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、２端子形共振子を使用し復調帯域中および復
調信号の歪率の低下を図ったクオードレーチャ方式ＦＭ
検波回路に関する。
調信号の歪率の低下を図ったクオードレーチャ方式ＦＭ
検波回路に関する。
通常、クオードレーチャ方式のＦＭ検波回路は、第１図
に示すように、ＦＭ中間周波増中器の最終段としてのＩ
Ｊミツタ増中器１の出力を位相比較器２の一方の入力信
号（基準信号）とするとともに、譲りミッタ増中器１の
出力信号をタンク回路３および移相器４によって、ＦＭ
中間周波の中心周波数において、その位相をほゞ９０度
シフトした信号を上記位相比較器２の他方の入力信号と
し、該位相比較器２によって上記両入力信号の位相差の
変化量に対応してパルス中が変化するパルス列信号に変
換したのち、該パルス列信号を積分回路（図示せず）を
通過させてその平均値をＦＭ復調信号として得るように
している。
に示すように、ＦＭ中間周波増中器の最終段としてのＩ
Ｊミツタ増中器１の出力を位相比較器２の一方の入力信
号（基準信号）とするとともに、譲りミッタ増中器１の
出力信号をタンク回路３および移相器４によって、ＦＭ
中間周波の中心周波数において、その位相をほゞ９０度
シフトした信号を上記位相比較器２の他方の入力信号と
し、該位相比較器２によって上記両入力信号の位相差の
変化量に対応してパルス中が変化するパルス列信号に変
換したのち、該パルス列信号を積分回路（図示せず）を
通過させてその平均値をＦＭ復調信号として得るように
している。
現在では、リミッタ増中器、位相比較器がＩＣ化され、
タンク回路および移相器をＩＣに外付けするようになっ
ており、タンク回路として３端子型のセラミック共振子
を用いたものがある。
タンク回路および移相器をＩＣに外付けするようになっ
ており、タンク回路として３端子型のセラミック共振子
を用いたものがある。
しかし、最近移相器も内蔵されたＩＣが出現した。この
ため、このＩＣのタンク回路としてセラミック共振子を
用いようとすると、従来の３端子型のセラミック共振子
は使用できず、２端子型のセラミック共振子でなくては
ならない。加えて上記集積回路に内蔵させている移相器
はコンデンサを使用しているため、タンク回路として印
加信号の周波数偏移に対応して零度ないしマイナス９０
度の範囲の位相変化をするものが必要であるが、このと
き無調整のタンク回路とすることができる２端子形共振
子をタンク回路として使用し、該共振子の周波数に対す
る位相特性の零度からマイナス９０度の位相変化特性を
利用する場合、第２図に示す２端子形共振子のインピー
ダンス特性と位相特性からも明らかなように、２端子形
共振単独では、共振子両端の共振周波数８の低域側ある
いは反共振周タ波数ねの高城側の周波数帯域、すなわち
位相変化が零度からマイナス９０度の周波数帯城におい
て、周波数に対する位相変化のリニアリティの良い周波
数帯域中が狭く、このため２端子形共振子を便用したク
オードレーチャ方式のＦＭ検波回路は復調Ｘ燈帯城中お
よび歪率１％帯城中が狭い欠点があった。本発明は、移
相器にコンデンサを使用するとともに、タンク回路とし
て２端子形共振子を使用したクオードレーチャ方式ＦＭ
検波回路における上記欠点を除去すべくなされたもので
あって、タンク回路を構成する２端子形共振子にィンダ
クタンス素子を並列に接続して、上記２端子形共振子の
共振周波数よりも低い周波数帯域又は高い周波数帯城に
、反共振点を作り、上記２端子形共振子のインピーダン
ス特性を補正することにより、周波数に対する位相変化
特性の零度からマイナス９０度における位相変化の傾き
を緩やかにし、復調帯城中を広くするとともに、復調信
号の低歪率化を図ったクオードレーチャ方式ＦＭ検波回
路を提供することを目的としている。
ため、このＩＣのタンク回路としてセラミック共振子を
用いようとすると、従来の３端子型のセラミック共振子
は使用できず、２端子型のセラミック共振子でなくては
ならない。加えて上記集積回路に内蔵させている移相器
はコンデンサを使用しているため、タンク回路として印
加信号の周波数偏移に対応して零度ないしマイナス９０
度の範囲の位相変化をするものが必要であるが、このと
き無調整のタンク回路とすることができる２端子形共振
子をタンク回路として使用し、該共振子の周波数に対す
る位相特性の零度からマイナス９０度の位相変化特性を
利用する場合、第２図に示す２端子形共振子のインピー
ダンス特性と位相特性からも明らかなように、２端子形
共振単独では、共振子両端の共振周波数８の低域側ある
いは反共振周タ波数ねの高城側の周波数帯域、すなわち
位相変化が零度からマイナス９０度の周波数帯城におい
て、周波数に対する位相変化のリニアリティの良い周波
数帯域中が狭く、このため２端子形共振子を便用したク
オードレーチャ方式のＦＭ検波回路は復調Ｘ燈帯城中お
よび歪率１％帯城中が狭い欠点があった。本発明は、移
相器にコンデンサを使用するとともに、タンク回路とし
て２端子形共振子を使用したクオードレーチャ方式ＦＭ
検波回路における上記欠点を除去すべくなされたもので
あって、タンク回路を構成する２端子形共振子にィンダ
クタンス素子を並列に接続して、上記２端子形共振子の
共振周波数よりも低い周波数帯域又は高い周波数帯城に
、反共振点を作り、上記２端子形共振子のインピーダン
ス特性を補正することにより、周波数に対する位相変化
特性の零度からマイナス９０度における位相変化の傾き
を緩やかにし、復調帯城中を広くするとともに、復調信
号の低歪率化を図ったクオードレーチャ方式ＦＭ検波回
路を提供することを目的としている。
以下本発明の−実施例を示す図面を参照して本発明を詳
細に説明する。
細に説明する。
本発明にかかるタンク回路は、第３図に示すように、例
えば厚み振動を利用したエネルギー閉じ込め形２端子形
共振子１０の電極１０ａおよび１０ｂの間にコイル１１
を接続したものであって、該タンク回路の等価回路は、
第４図に示すように、上記２端子形共振子１０の機械振
動を電気回路に置き換えた場合の等価質量Ｌ、等価コン
ブラィアンスＣおよび等価抵抗Ｒを直列接続した回路に
、該２端子形共振子１０の静電容量Ｃｏを並列に接続し
た２端子形共振子１０の等価回路１０′とコイル１１の
ィンダクタンスいを並列接続した等価回路を有している
。
えば厚み振動を利用したエネルギー閉じ込め形２端子形
共振子１０の電極１０ａおよび１０ｂの間にコイル１１
を接続したものであって、該タンク回路の等価回路は、
第４図に示すように、上記２端子形共振子１０の機械振
動を電気回路に置き換えた場合の等価質量Ｌ、等価コン
ブラィアンスＣおよび等価抵抗Ｒを直列接続した回路に
、該２端子形共振子１０の静電容量Ｃｏを並列に接続し
た２端子形共振子１０の等価回路１０′とコイル１１の
ィンダクタンスいを並列接続した等価回路を有している
。
上記第４図に示す等価回路からも明らかなように、上記
２端子形共振子１０は、上記ＬおよびＣの直列共振によ
ってその両電極１０ａ，１０ｂ間のインピーダンスが低
くなり、該２端子形共振子１０１こは、第５図に示すよ
うに、周波数ｆｒで共振点Ｐｒが生ずるとともに、周波
数が高くなって上記静電容量Ｃｏの影響が現れ、周波数
ねで上記Ｌ，ＣおよびＣｏの並列共振が生ずると上記両
電極１０ａ，１０ｂ間のインピーダンスが高くなり、反
共振点Ｐａが生ずるほか、上記コイル１ １を付加した
ことにより該コイル１１のィンダクタンスＬｏと上記静
電容量Ｃｏの並列共振のため、上記ィンダクタンスＬｏ
の値を適当な値とすれば、新たに上記共振周波数ｈより
も低い周波数帯城の周波数ｆ′ｒで反共振点Ｐ′ａが生
ずる。
２端子形共振子１０は、上記ＬおよびＣの直列共振によ
ってその両電極１０ａ，１０ｂ間のインピーダンスが低
くなり、該２端子形共振子１０１こは、第５図に示すよ
うに、周波数ｆｒで共振点Ｐｒが生ずるとともに、周波
数が高くなって上記静電容量Ｃｏの影響が現れ、周波数
ねで上記Ｌ，ＣおよびＣｏの並列共振が生ずると上記両
電極１０ａ，１０ｂ間のインピーダンスが高くなり、反
共振点Ｐａが生ずるほか、上記コイル１ １を付加した
ことにより該コイル１１のィンダクタンスＬｏと上記静
電容量Ｃｏの並列共振のため、上記ィンダクタンスＬｏ
の値を適当な値とすれば、新たに上記共振周波数ｈより
も低い周波数帯城の周波数ｆ′ｒで反共振点Ｐ′ａが生
ずる。
上記のようにして２端子形共振子１０に新たな反共振点
Ｐ′ａを形成しそのインピーダンス特性を補正すれば、
第５図のように、上記２端子形共振子１０の位相特性の
零度ないしマイナス９０度の領域において、その位相特
性の煩きが緩やかになるとともに、核位相特性のリニア
リティが改善されていることが分る。
Ｐ′ａを形成しそのインピーダンス特性を補正すれば、
第５図のように、上記２端子形共振子１０の位相特性の
零度ないしマイナス９０度の領域において、その位相特
性の煩きが緩やかになるとともに、核位相特性のリニア
リティが改善されていることが分る。
実施例での使用周波数帯域は、周波数８′ｒと位相偏移
が負の最大値を示す周波数ｆｍとの間である。従って、
第３図に示すタンク回路を前記クオードレーチャ方式Ｆ
Ｍ検波回路に接続すれば、広い周波数帯域にわたって歪
率を低くすることができるとともに復調帯城中も拡大で
きる。
が負の最大値を示す周波数ｆｍとの間である。従って、
第３図に示すタンク回路を前記クオードレーチャ方式Ｆ
Ｍ検波回路に接続すれば、広い周波数帯域にわたって歪
率を低くすることができるとともに復調帯城中も拡大で
きる。
上記から分るように、本発明に係るクオードレーチャ方
式ＦＭ検波回路は、２端子形共振子１０のキヤパシタン
ス性（Ｃ性）を利用するものである。
式ＦＭ検波回路は、２端子形共振子１０のキヤパシタン
ス性（Ｃ性）を利用するものである。
２端子形共振子１０単独ではＣ性部分の位相特性のリニ
アリテイが悪く使用できない。
アリテイが悪く使用できない。
そこで、上記の如く、２端子形共振子１０に並列にコイ
ル１１を接続して新たに反共振点Ｐａを作り、上記Ｃ性
部分の位相特性のリニアリティを改善したものである。
次に具体的な回路例によって、復調帯城中が拡大される
ようすと、復調信号の歪率が低下するようすを説明する
。
ル１１を接続して新たに反共振点Ｐａを作り、上記Ｃ性
部分の位相特性のリニアリティを改善したものである。
次に具体的な回路例によって、復調帯城中が拡大される
ようすと、復調信号の歪率が低下するようすを説明する
。
第３図に示すタンク回路を、コイル１１のィンダクタン
ス山＝５．６〃日として、第６図に示すように、移相器
４としてコンデンサを内蔵したクオードレーチャ検波用
の集積回略３０と組み合せＦＭ中間周波数１０．７ＭＨ
ｚの時のＦＭ検波出力特性と歪率特性を夫々測定すれば
、第７図に示すように、入力信号の最大周波数偏移２２
．歌位、および７歌Ｈｚに対応して、ＦＭ検波出力特性
４０′および４０、歪率特性４１′および４１が夫々得
られる。
ス山＝５．６〃日として、第６図に示すように、移相器
４としてコンデンサを内蔵したクオードレーチャ検波用
の集積回略３０と組み合せＦＭ中間周波数１０．７ＭＨ
ｚの時のＦＭ検波出力特性と歪率特性を夫々測定すれば
、第７図に示すように、入力信号の最大周波数偏移２２
．歌位、および７歌Ｈｚに対応して、ＦＭ検波出力特性
４０′および４０、歪率特性４１′および４１が夫々得
られる。
一方、比較のため従来からあるクオードレーチャ方式Ｆ
Ｍ検波回路のＦＭ検波出力特性および歪率特性を測定す
れば、第８図において実線および点線で示すＦＭ検波出
力特性４２および歪率特性４３が得られる。
Ｍ検波回路のＦＭ検波出力特性および歪率特性を測定す
れば、第８図において実線および点線で示すＦＭ検波出
力特性４２および歪率特性４３が得られる。
上記測定結果からも明らかなように、本発明に係るクオ
ードレーチヤ方式ＦＭ検波回路の場合、検波出力の最大
値から父旧低下した出力レベルとなる周波数帯城は、検
波出力特性４０および４０′の場合とも、１０．巡世か
ら１０．９２Ｍ世まで、即ち５２０Ｋ世の復調幻Ｂ帯域
中を有しているのに対し、コイル１ １のない従来のも
のでは１０．６小町ｚから１０．捌け比まで、約２６雌
Ｈｚの復調Ｘ旧帯城中しか有していない。
ードレーチヤ方式ＦＭ検波回路の場合、検波出力の最大
値から父旧低下した出力レベルとなる周波数帯城は、検
波出力特性４０および４０′の場合とも、１０．巡世か
ら１０．９２Ｍ世まで、即ち５２０Ｋ世の復調幻Ｂ帯域
中を有しているのに対し、コイル１ １のない従来のも
のでは１０．６小町ｚから１０．捌け比まで、約２６雌
Ｈｚの復調Ｘ旧帯城中しか有していない。
このような広帯域特性は、従来のいかなるクオードレー
チヤ方式ＦＭ検波回路でも得られなかった。また、歪率
１％帯域中について比較しても、本発明のものでは、例
えば入力信号の最大周波数偏移が７弧伍で、１０．６３
Ｍ世から１０．７８ Ｍ位まで、約１３０ＫＨｚの歪率
１％帯城中を有しているのに対し、従来のものでは１０
．７３ＭＨｚから１０．７７Ｍ批まで、約４皿日ｚの歪
率１％帯城中を有しているに過ぎない。
チヤ方式ＦＭ検波回路でも得られなかった。また、歪率
１％帯域中について比較しても、本発明のものでは、例
えば入力信号の最大周波数偏移が７弧伍で、１０．６３
Ｍ世から１０．７８ Ｍ位まで、約１３０ＫＨｚの歪率
１％帯城中を有しているのに対し、従来のものでは１０
．７３ＭＨｚから１０．７７Ｍ批まで、約４皿日ｚの歪
率１％帯城中を有しているに過ぎない。
従って、本発明によれば、復調Ｘ旧帯城中は従来のもの
に比較して、２６０Ｋ位から５３０ＫＨｚと約２倍拡大
されるとともに、歪率１％帯城中も４皿Ｈｚから１３皿
比と約４倍拡大されていることが分る。
に比較して、２６０Ｋ位から５３０ＫＨｚと約２倍拡大
されるとともに、歪率１％帯城中も４皿Ｈｚから１３皿
比と約４倍拡大されていることが分る。
以上詳細に説明したことからも明らかなように、本発明
はクオードレーチャ方式？Ｍ検波回路のタンク回路に使
用する２端子形共振子にインダクタンス素子を並列に接
続し、該２端子形共振子の共振周波数よりも低い周波数
帯又は高い周波数帯に反共振点を新たに形成させて、そ
のインピーダンス特性を補正するようにしたから、２端
子形共振子の位相特性の零度からマイナス９０度の領域
の位相変化の直線性が改善されるとともにその傾きも緩
くなり、このため復調幻Ｂ帯城中および歪率１％帯城中
が夫々拡大され、ＦＭ信号を安定に復調することができ
る。
はクオードレーチャ方式？Ｍ検波回路のタンク回路に使
用する２端子形共振子にインダクタンス素子を並列に接
続し、該２端子形共振子の共振周波数よりも低い周波数
帯又は高い周波数帯に反共振点を新たに形成させて、そ
のインピーダンス特性を補正するようにしたから、２端
子形共振子の位相特性の零度からマイナス９０度の領域
の位相変化の直線性が改善されるとともにその傾きも緩
くなり、このため復調幻Ｂ帯城中および歪率１％帯城中
が夫々拡大され、ＦＭ信号を安定に復調することができ
る。
なお、上記実施例においては厚み振動を利用したエネル
ギー閉じ込め形２端子形共振子を使用した実施例につい
て述べたが、本発明においては他の同様な特性を有する
２端子形共振子を使用することもできる。
ギー閉じ込め形２端子形共振子を使用した実施例につい
て述べたが、本発明においては他の同様な特性を有する
２端子形共振子を使用することもできる。
第１図はクオードレーチャ方式ＦＭ検波回路のフロック
図、第２図は２端子形共振子の位相特性およびインピー
ダンス特性図、第３図は本発明に係るタンク回路図、第
４図は第３図の等価回路図、第５図は第３図のタンク回
路の位相特性およびインピーダンス特性図、第６図は本
発明の一実施例の回路図、第７図は第６図の回路の歪率
および検波出力レベル特性図、第８図は従来のクオード
レーチャ方式ＦＭ検波回路の歪率および検波出力レベル
特性図である。 ｌｏ．．．．．．２端子形共振子、１１・・・・・・コ
イル。 第１図第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図
図、第２図は２端子形共振子の位相特性およびインピー
ダンス特性図、第３図は本発明に係るタンク回路図、第
４図は第３図の等価回路図、第５図は第３図のタンク回
路の位相特性およびインピーダンス特性図、第６図は本
発明の一実施例の回路図、第７図は第６図の回路の歪率
および検波出力レベル特性図、第８図は従来のクオード
レーチャ方式ＦＭ検波回路の歪率および検波出力レベル
特性図である。 ｌｏ．．．．．．２端子形共振子、１１・・・・・・コ
イル。 第１図第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図
Claims (1)
- １ リミツタ増巾器の出力信号を位相比較器の一方の入
力信号とするとともに、２端子形セラミツク共振子より
なるタンク回路とコンデンサを使用した移相器とによつ
て上記出力信号の周波数偏移に対応してその位相を９０
度±Δφシフトさせた信号を上記位相比較器の他方の入
力信号とし、該位相比較器の両入力端子に印加される信
号の位相差の変化を検知してＦＭ検波信号を得るものに
おいて、上記２端子形セラミツク共振子にインダクタン
ス素子を並列に接続し、該２端子形セラミツク共振子の
共振周波数よりも低い周波数域に反共振点を形成して、
該共振子の零度からマイナス９０度の位相変化の傾きを
緩やかにしたことを特徴とするクオードレーチヤ方式Ｆ
Ｍ検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52023447A JPS6027446B2 (ja) | 1977-03-03 | 1977-03-03 | クオ−ドレ−チヤ方式ｆｍ検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52023447A JPS6027446B2 (ja) | 1977-03-03 | 1977-03-03 | クオ−ドレ−チヤ方式ｆｍ検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53108267A JPS53108267A (en) | 1978-09-20 |
| JPS6027446B2 true JPS6027446B2 (ja) | 1985-06-28 |
Family
ID=12110748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52023447A Expired JPS6027446B2 (ja) | 1977-03-03 | 1977-03-03 | クオ−ドレ−チヤ方式ｆｍ検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6027446B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5726905A (en) * | 1980-07-25 | 1982-02-13 | Murata Mfg Co Ltd | Fm demodulation circuit |
| JPS645375Y2 (ja) * | 1981-04-03 | 1989-02-10 | ||
| US4628272A (en) * | 1984-10-01 | 1986-12-09 | Motorola, Inc. | Tuned inductorless active phase shift demodulator |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52103947A (en) * | 1976-02-25 | 1977-08-31 | Standard Kogyo Kk | Quadrature discriminator |
-
1977
- 1977-03-03 JP JP52023447A patent/JPS6027446B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53108267A (en) | 1978-09-20 |
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