JPS6030149B2 - 自己安定性水平偏向高圧出力回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、テレビジョン受像機の水平偏向回路における
自己安定性水平偏向高圧出力回路に関する。

従来、テレビジョン受像機の水平出力回路として第１図
の並列方式のスイッチングレギュレータ電源安定化回路
と、第２図の水平偏向高圧発生回路を一体化した第３図
のような高圧発生回路がある。

これらは後述する引用文献（Ｐｅｔｅｒ Ｌ．Ｗｅｓｓ
ｅｌ“Ａ Ｎｅｗ Ｈｏｒｉｚｏｎね１ ０ｕｔｐｕ
ｔ Ｄｅ−ｎｅｃｔｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔ” ｌＥ
ＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎＢｒ。ａｄｃａＳ
ｔ ａｎｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅ岱
Ｖ。Ｉ，ＢＴＲ−１８ＰＰ１７７〜１８２）にも述べ
られ、いずれも公知のものである。第１図はスイッチン
グレギュレータ電源安定化回路は、少なくとも一つの独
立した巻線を有するコンバータトランス１の一次巻線２
と、二次側巻線３および一次巻線２の一方とコレクター
を酸緩されたスイッチング素子としてのトランジスタ４
と、一次巻線２の他の一端と接続された入力端子５、ト
ランジスタ４のベースに接続された端子６および２次巻
線３の一端に接続されてフライホイールダイオード７お
よびフライホイールダイオード７とアースＥ間に接続さ
れた平滑容量８、フライホイールダイオード７と平滑容
量８との接続点である出力端子９からなり、その出力端
子９は負荷１０に接続されている。

この回路の動作は入力端子６とアースＥ間に直流入力電
圧Ｖ，を加えた場合、この入力電圧Ｖ，に多少の脈流が
あってもさしつかえないようになっている。すなわち少
なくとも二つの独立した巻線を有するコンバータトラン
ス１の一次巻線２とトランジスタ４との直列接続の両端
に加えられる。コンバータトランス１の二次側は二次巻
線３、フライホイールダイオード７および平滑容量８で
構成され負荷１０‘こ接続され、出力端子９にＶＬなる
直流安定化電圧を生ぜしめ負荷１川こ電力を供給する。
そこでスイッチング素子としてのトランジスタ４のベー
ス端子６には図示の如き矩形波が加えられ、その周期に
応じてスイッチング動作を行う。すなわち導適時には入
力端子５に継ながれた直流電源（図示せず）よりコンバ
ータトランス１の一次巻線２にエネルギーが注入され、
電磁ェネルギーとして蓄えられ、トランジスタ４が非導
適時にそのエネルギーはコンバータトランス１の二次巻
線３からフライホイールダイオード７を介して平滑容量
８で平滑化され負荷１川こ供給される。ここで電源電圧
変動あるいは負荷変動が生じた場合、その変動を検出し
得る手段とその検出量に応じて適当な変調を加える手段
を介してスイッチングトランジスタ４のベース端子６の
入力矩形波の導適期間比率を変化させることにより、出
力端子９に生じる出力電圧ＶＬは完全に一定値に保つこ
とができる。一方、第２図に示した水平偏向高圧出力回
路は入力端子１１に第１図に示された回路より安定化さ
れた直流電圧ＶＬが加えられ、水平偏向ヨーク２１にＳ
字補正コンデンサ２２を介して加えられ、これらの直列
回路には共振容量２０、ダンパーダィオード１９が並列
に鞍像され、水平偏向ヨーク２１に正しい波形の水平周
期の偏向電流が流される。

且つ、フライバックトランス１４の二次側に設けられた
高圧巻線１３により昇圧されたフライバックパルスをダ
イオード１５で整流し高圧端子１６に直稀高圧を発生せ
しめ、ブラウン管（図示せず）の陽極に供給される。ト
ランジスタ１７はそのベース端子１８に図示の矩形波が
加えられスイッチング動作を行う。又、フライバックト
ランス１４の一次巻線１２は交流阻止のためのチョーク
トランスとしても動作する。第３図に示した回路におい
ては上記スイッチングレギュレー夕電源安定化回路と水
平偏向高圧出力回路とが一体化されたものであり、スイ
ッチング素子としてのトランジスタ２７は前述の二つの
トランジスタ４と１７の動作を兼ね備える。

このような回路は一般に自己安定性水平偏向高圧発生回
路と呼ばれ、入力端子５には第１図と同様の非安定直流
電圧Ｖ，が加えられる。トランジスタ２７のベース端子
２６には矩形波が加えられスイッチング動作を行う。す
なわち、導適時には入力端子５に接続された電源（図示
せず）よりコンバータトランス２３の一次巻線２４にエ
ネルギーが蓄積される。非導適時にそのエネルギーは二
次巻線２８より供給ダイオード２９を介して水平偏向高
圧発生部分に供給される。水平偏向および高圧発生は第
２図に示したものと同様の動作である。偏向ダイオード
３０は水平偏向電流の後半をスィッチングトランジスタ
２７に流してやるのである。この結果コンパ−夕トラン
ス２３の各巻線２４，２８には第４図ａの実線で示され
た曲線３５の如き波形を生じる。この動作は上述の引用
文献に詳細に記されているのでここでは省略する。いま
、定常状態で曲線３５の如き波形がコンバータトランス
２３に生じているとして、入力端子５に接続されている
直流電源電圧Ｖ，がその定常状態から増大したと仮定す
る。

この増大を検出する適当な手段（図示せず）で検出し、
その増量に応じてスイッチングトランジスタ２７のベー
ス端子２６に加える矩形波の波形をこのトランジスタ２
７の導適期間が短かくなるように変化させる。この変調
回路も図示しないが公知の技術である。この時コンパ−
タトランス２３に生じる電圧波形は第４図ａに示した１
点鎖線で示されている曲線３６の如くなる。また直流電
源電圧Ｖ，が減少した時は点線で示された曲線３７の如
くなる。この場合も水平偏向高圧発生回路に生じる水平
電圧パルス３８（第４図ｂ）は直流入力電圧Ｖ，が定常
状態の時と同じである。すなわちこの回路によれば、直
流入力電圧Ｖ，が増大あるいは減少しても水平高圧発生
回路の動作電圧は常に一定に保つことができ、その結果
フライバックトランス１４の高圧巻線１３に発生するパ
ルスを整流して得られる高圧および低圧巻線３２の逆水
平パルスを整流して得られる低圧直流電圧のいずれも一
定に保たれる。前述は直流入力、電圧Ｖｘが増大したあ
るいは減少した場合についてのみであるが、負荷側に負
荷の増大もしくは減少した場合のいずれの場合も全く同
様の動作でスイッチングトランジスタ２７の導適期間を
変化させることにより、水平偏向高圧発生回路の動作電
圧を一定に保つ。この動作はスイッチングレギュレータ
電源安定回路と同様である。分割ダイオード２５はコン
バータトランス２３の二次巻線２８を一次巻線２４の巻
数に対し巻き上げた場合、スイッチングトランジスタ２
７のコレクタと一次巻線２４を分割するものである。

以上述べた従来の回路においては、第３図において出力
スイッチングトランジスタ２７のコレクタ電圧は第５図
ａにおける曲線４１の如く水平帰線パルスに対応するピ
ークＰ、以後ある時間ｔの間ピーク値を維持する。これ
は水平帰線パルスの立ち上りと同時に偏向ダイオード３
０が導通し、出力トランジスタ２７の接合容量に充電す
るためである。この時点でベース端子２６はオフ状態で
ある。従って帰線パルスのピークすなわち水平偏向コイ
ル２１と共振容量２０の共振によるパルスのピーク値ま
で接合容量に充電され、その後は偏向ダイオード３０が
オフ状態となり、出力トランジスタ２７のコレクタ電位
はピーク値に保たれることになる。ベース端子２６にオ
ンパルスが加わった時点でトランジスタ２７はオンし一
瞬のうちにコレク外まアース電位となる。従って第５図
ａの曲線４１の如くトランジスタ２７のコレクタ電圧が
なるから分割ダィオ−ド２５のアノード電圧波形は第７
図ａの曲線４３のようにまたカソード電圧は第７図ｂの
曲線４４の如くなり、分割ダイオードオフ時の必要耐圧
は斜線部４５で示される斜線の面積に対する耐圧容量が
なければならない。分割ダイオード２５の耐圧は帰線パ
ルスの値そのものに耐えるものでなくてはならないが、
通常分割ダィオド２５には大電流高速ダイオードでなけ
ればならないが更に高耐圧であるという要求が附加され
しかも高耐圧のスイッチングダイオードは一般に速度が
遅く（特にスイッチングリカバリー）しか釧項方向損失
、スイッチング損失も大きし、のでダイオードが高価か
つ大型化するという欠点があった。本発明は、以上従来
の自己安定性水平偏向高圧出力回路の欠点を除去すると
ともにトランジスタオン時の鶴射雑音を極めて小さくし
スイッチング損失を低減させた自己安定性水平偏向高圧
出力回路を提供することを目的とする。

本発明は、前記自己安定性水平偏向高圧出力回路におい
て、そのコンバータトランスの二次巻線の高圧位側と、
スイッチングトランジスタのコレクタとの間に、抵抗、
コンデンサの直列接続によって構成される堕ンピング素
子を挿入したことを特徴とする自己安定性水平偏向高圧
出力回路である。

以下、本発明の詳細を１実施例につき図面を参照して説
明する。

第６図は本発明による回路であって、第３図に示した従
来の回路と同一機能、同一構成のものについては第３図
と同符号を付して説明を省略する。

コンバータトランス２３の２次巻線２８の高電位側とス
イッチングトランジスタ２７のコレクタとの間にコンデ
ンサ３９と抵抗４０の直列回路が挿入されている。

抵抗４０と２次巻線２８の接続点には、パルス３５（第
４図ａ）が発生している。従って帰線パルスによって充
電されたトランジスタ２７の接合容量の電荷は帰線パル
スの到来後、抵抗４０とコンデンサ３９によって決定さ
れる時定数で放電され、その結果としてコレクタ波形は
第５図ｂの曲線４２の如くなる。従って分割ダイオード
２５のアノート電圧波形は第７図ｃの曲線４３、カソー
ド電圧は第７図ｄの曲線４６のようになり分割ダイオー
ド５２のオフフ時の必要耐圧は斜線部４７で示されるご
とくなり第７図ｂに比して必要耐圧は少なくなる。抵抗
４０とコンデンサ３９の接続が逆であっても効果は全く
同じであることは自明である。なお、先の引用文献のＦ
ｉｇ．＆ コンバータトランスの二次巻線の高電位側と
スイッチングトランジスタのコレクタとの間にコンデン
サを挿入する技術が示されているが、このようにコンデ
ンサのみでは、第７図の波形がいずれも実際上は１００
０Ｖあることとトランスの波形であることから極めて大
きなリンギングを発生する。

このリンギングは分割ダイオードやスイッチングトラン
ジスタを破壊に至らすことが多々ある。これに反して本
願の第６図の構成によれば、第７図ｃ，ｄに示すように
リンギングは生ずることがなく、分割ダイオードがスイ
ッチングトランジスタの耐圧を小さくすることができる
。以上のように、本発明によれば、スイッチングトラン
ジスタ２７がオンする直前の電位を、抵抗、コンデンサ
の直列接続によって構成されるダンピング素子をコンバ
ータトランスの２次巻線の高圧側と、スイッチングトラ
ンジスタのコレクタとの間に挿入することによって下げ
ているから、スイッチングトランジスタオン時の鏡射雑
音を極めて小さく出来、かつスイッチング損失を低減さ
せることができる。この場合ダンピング素子として抵抗
、コンデンサを用いたことによる電力損失の増加は、ス
イッチングトランジスタ２７の損失の低減分より少ない
。ごたダンピングを行うことによって分割ダイオードの
耐圧を大中に減ずる事ができる。従って分割ダイオード
に使用されるダィオードが小型化されかつ安価となる。
さらにこの点でも電力損失を低減することができテレビ
ジョン受像機の水平出力回路の部品の信頼性向、低電力
化に寄与すること大で極めて実用価値が高い。

【図面の簡単な説明】

第１図はスイッチングレギュレー夕直流電源安定化回路
図、第２図は水平偏向高圧発生回路図、第３図は従来の
自己安定性水平偏向高圧発生回路図、第４図はコンバー
タトランス電圧波形、および水平電圧パルス波形を示す
図、第５図はスィッチングトランジスタのコレクタ電圧
波形図、第６図は本発明による自己安定性水平偏向高圧
出力回路図、第７図は分割ダイオードの両端電圧波形図
である。 ４……スイッチングトランジスタ、１７……スイッチン
グトランジスタ、２３……コンバータトランス、２４・
・・・・・一次巻線、２７・・・・・・スイッチングト
ランジスタ、２８・…・・二次巻線、２９・・・・・・
コンデンサ、４０……抵抗、Ｖ，……直流入力電圧。 第１図 第２図 第４図 第３図 第５図 第６図 第７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 並列スイツチングレギユレータ電源安定回路のスイ
   ツチングトランジスタと水平偏向高圧出力回路のスイツ
   チングトランジスタとを、１個のトランジスタで兼用し
   た自己安定性水平偏向高圧出力回路において、直流入力
   電圧に一次巻線を接続されたコンバータトランスの二次
   巻線の高電位側と前記１個のスイツチングトランジスタ
   のコレクタとの間に抵抗、コンデンサの直列回路によつ
   て構成されるダンピング素子を挿入したことを特徴とす
   る自己安定性水平偏向高圧出力回路。