JPS6031369B2 - 振幅等化回路 - Google Patents
振幅等化回路Info
- Publication number
- JPS6031369B2 JPS6031369B2 JP2494679A JP2494679A JPS6031369B2 JP S6031369 B2 JPS6031369 B2 JP S6031369B2 JP 2494679 A JP2494679 A JP 2494679A JP 2494679 A JP2494679 A JP 2494679A JP S6031369 B2 JPS6031369 B2 JP S6031369B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- terminal
- amplitude
- frequency
- output
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- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/04—Control of transmission; Equalising
- H04B3/14—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used
- H04B3/143—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers
- H04B3/144—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using amplitude-frequency equalisers fixed equalizers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Waveguide Connection Structure (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は例えば無線通信において、フェージングによ
り生じる振幅歪を等化する場合に適する振幅等化回路に
関するものである。
り生じる振幅歪を等化する場合に適する振幅等化回路に
関するものである。
従来の振幅等化回路は第１図に示すように入力端子１１
と、出力端子１２との間に等化特性の尖鋭度を調整する
可変抵抗素子１３が接続される。
と、出力端子１２との間に等化特性の尖鋭度を調整する
可変抵抗素子１３が接続される。
出力端子１２及び共通端子、即ち接地との間にフェージ
ングの中心周波数の１／傘皮長の分布定数線路１４が接
続されている。入力端子１１及び共通端子間に低出力イ
ンピーダンスの信号源１５が接続される。この従来の回
路は、フェージングの中心周波数の変化にそもなって線
路１４の長さを変えなければならない。従って、実際の
振幅等化回路としては第２図に示すようにコイル１６及
び可変コンデンサー７で構成される。
ングの中心周波数の１／傘皮長の分布定数線路１４が接
続されている。入力端子１１及び共通端子間に低出力イ
ンピーダンスの信号源１５が接続される。この従来の回
路は、フェージングの中心周波数の変化にそもなって線
路１４の長さを変えなければならない。従って、実際の
振幅等化回路としては第２図に示すようにコイル１６及
び可変コンデンサー７で構成される。
直列共振回路１８が線路１４と共通端子との間に直列に
挿入される。可変コンデンサ１７の容量を変化させて共
振回路１８の共振周波数を変えることにより線路１４の
長さを等価的に変えていた。この第２図に示した従来の
回路においては、線路長可変幅を大きくするためには直
列共振回路１８の共振周波数の変化を大きく、即ちコイ
ル１６のィンダクタンス、コンデンサ１７の静電容量の
変化幅を大きくしなければならない。
挿入される。可変コンデンサ１７の容量を変化させて共
振回路１８の共振周波数を変えることにより線路１４の
長さを等価的に変えていた。この第２図に示した従来の
回路においては、線路長可変幅を大きくするためには直
列共振回路１８の共振周波数の変化を大きく、即ちコイ
ル１６のィンダクタンス、コンデンサ１７の静電容量の
変化幅を大きくしなければならない。
しかしＶＨＦ帯以上で使用可能な、電気的にィンダクタ
ンスを変化できる素子は入取し難く、前記共振周波数の
変化幅はコンデンサ１７の静電容量の変化幅で決定され
る。このため線路長を等価的に大きく変化させることが
できないのが実情であった。つまり実際のフェージング
の中心周波数が広帯域に亘たり変動する場合にその振幅
歪を等化することはできない。このような点より分布定
数線路の入力端子及び出力端子の少なくも一方と共通端
子その間に可変容量素子を接続してその可容量素子の容
量値を変化せて振幅等化特性の中心周波数を変化させる
ことが提案されている。
ンスを変化できる素子は入取し難く、前記共振周波数の
変化幅はコンデンサ１７の静電容量の変化幅で決定され
る。このため線路長を等価的に大きく変化させることが
できないのが実情であった。つまり実際のフェージング
の中心周波数が広帯域に亘たり変動する場合にその振幅
歪を等化することはできない。このような点より分布定
数線路の入力端子及び出力端子の少なくも一方と共通端
子その間に可変容量素子を接続してその可容量素子の容
量値を変化せて振幅等化特性の中心周波数を変化させる
ことが提案されている。
例えば第３図に第１図と対応する部分に同一符号を付け
て示すように分布定数線路１４の入力端子及び出力端子
と共通端子との間に可変容量素子として可変容量ダイオ
ード（パラクタダィオード）２１及び２２がそれぞれ接
続される。線路１４の共通端子側は交流信号阻止用チョ
ークコイル２３を通じて可変容量ダイオード制御用電圧
入力端子２４に接続される。この例では可変抵抗素子１
３としてＰｍダイオードを用いた場合で、その両端に直
流阻止用コンデンサ２５及び２６がそれぞれ直列に挿入
される。そのコンデンサ及びＰＩＮダイオードの各接続
点は交流信号阻止用チョークコイル２７及び２８をそれ
ぞれ通じてＰＩＮダイート制御用電圧入力端子２９及び
３１に接続される。線路１４及び可変容量ダイオード２
１の差続点と出力端子１２との間に直列に直流阻止用コ
ンデンサ３２が挿入される。この第３図に示した回路の
入出力間振幅特性日（■）は‘１｝式のように示される
。こ）で、ＰＩＮダイオード１３の抵抗値をＲ、可変容
量ダイオード２１，２２の各静電容量をＣ、線路１４の
特性インピーダンスをＺｏ、その長さを１、位相定数を
８、かつ無損失であるとする。この特性日（山）は、Ｐ
ＩＮダイオード１３の抵抗Ｒ、可変容量ダイオード２１
，２２の容量Ｃを変化するとそれぞれ第４図、第５図に
示すようになる。
て示すように分布定数線路１４の入力端子及び出力端子
と共通端子との間に可変容量素子として可変容量ダイオ
ード（パラクタダィオード）２１及び２２がそれぞれ接
続される。線路１４の共通端子側は交流信号阻止用チョ
ークコイル２３を通じて可変容量ダイオード制御用電圧
入力端子２４に接続される。この例では可変抵抗素子１
３としてＰｍダイオードを用いた場合で、その両端に直
流阻止用コンデンサ２５及び２６がそれぞれ直列に挿入
される。そのコンデンサ及びＰＩＮダイオードの各接続
点は交流信号阻止用チョークコイル２７及び２８をそれ
ぞれ通じてＰＩＮダイート制御用電圧入力端子２９及び
３１に接続される。線路１４及び可変容量ダイオード２
１の差続点と出力端子１２との間に直列に直流阻止用コ
ンデンサ３２が挿入される。この第３図に示した回路の
入出力間振幅特性日（■）は‘１｝式のように示される
。こ）で、ＰＩＮダイオード１３の抵抗値をＲ、可変容
量ダイオード２１，２２の各静電容量をＣ、線路１４の
特性インピーダンスをＺｏ、その長さを１、位相定数を
８、かつ無損失であるとする。この特性日（山）は、Ｐ
ＩＮダイオード１３の抵抗Ｒ、可変容量ダイオード２１
，２２の容量Ｃを変化するとそれぞれ第４図、第５図に
示すようになる。
即ち端子２９，３１間に制御電圧を加えてＰＩＮダイオ
ード１３の抵抗Ｒを変えることにより第４図に示すよう
にフェージング等化特性の尖鋭度を変化することができ
、また、端子２４に制御電圧を加えて可変容量ダイオー
ド２１，２２の容量Ｃを変えることにより第５図から明
らかなよう※にフェージング等化特性の中心周波数を変
えることができる。一方、第２図に示した従釆の回路の
入出力間振幅特性Ｈ′（の）は‘２｝式のように示され
る。
ード１３の抵抗Ｒを変えることにより第４図に示すよう
にフェージング等化特性の尖鋭度を変化することができ
、また、端子２４に制御電圧を加えて可変容量ダイオー
ド２１，２２の容量Ｃを変えることにより第５図から明
らかなよう※にフェージング等化特性の中心周波数を変
えることができる。一方、第２図に示した従釆の回路の
入出力間振幅特性Ｈ′（の）は‘２｝式のように示され
る。
こ）で可変抵抗素子１３の抵抗値をＲ、直列共振回路１
８のコイル１６及びコンデンサー７のインダクタンス及
び容量をそれぞれＬ，Ｃ、線路１４の特性インピーダン
スはＺｏ、長さを１、位相定数を８、かつ無損失である
とする。こ）で筆化特性の中心周波数は【１｝及び■式
より次のように求まる。
８のコイル１６及びコンデンサー７のインダクタンス及
び容量をそれぞれＬ，Ｃ、線路１４の特性インピーダン
スはＺｏ、長さを１、位相定数を８、かつ無損失である
とする。こ）で筆化特性の中心周波数は【１｝及び■式
より次のように求まる。
第３図の回路の場合
乙・ＣＯＳ３１−ゆＺ２‐才）Ｓｉｎ８１＝ｏ‘３，第
２図の回路の場合乙．Ｃ。
２図の回路の場合乙．Ｃ。
Ｓ８１−（心−才）ＳｉｎＧ１＝ｏ‘４）この両式を比
較することにより、第２図の回路のコイルのィンダクタ
ンスしは第３図の回路ではＣ・Ｚよと表わせられる。即
ち第３図の回路では容量Ｃを変えることにより等価的に
コイル１６のィンダクタンスを変えることができる。こ
の結果第２図の回路に比して第３図の回路は中心周波数
を広帯域に変化できる。しかし、この第３図の回路の振
幅特性は第６図に示すように中心周波数ｆｏと零周波数
（直流）とのほぼ中間に反共振点が有り、この周波数近
傍においてはフェージングによる振幅特性を筆化するこ
とができない。
較することにより、第２図の回路のコイルのィンダクタ
ンスしは第３図の回路ではＣ・Ｚよと表わせられる。即
ち第３図の回路では容量Ｃを変えることにより等価的に
コイル１６のィンダクタンスを変えることができる。こ
の結果第２図の回路に比して第３図の回路は中心周波数
を広帯域に変化できる。しかし、この第３図の回路の振
幅特性は第６図に示すように中心周波数ｆｏと零周波数
（直流）とのほぼ中間に反共振点が有り、この周波数近
傍においてはフェージングによる振幅特性を筆化するこ
とができない。
即ち第６図において中心周波数らを中心に土△Ｆ２／２
の帯域は等化可能であるが前記反共振周波数と中心周波
数ｆｏとの周波数差より大きい周波数を△ｆ，とすると
ｆｏを中心に土△Ｆ，／２の帯城に亘つて等化すること
はできない欠点がある。この発明の目的は広い周波数帯
にわたって中心周波数を変化することができ、しかも中
心周波数と零周波数（直流）との中間に生じる反共振点
を除去し、広い帯城にわたって等化できる振幅等化回路
を提供することにある。
の帯域は等化可能であるが前記反共振周波数と中心周波
数ｆｏとの周波数差より大きい周波数を△ｆ，とすると
ｆｏを中心に土△Ｆ，／２の帯城に亘つて等化すること
はできない欠点がある。この発明の目的は広い周波数帯
にわたって中心周波数を変化することができ、しかも中
心周波数と零周波数（直流）との中間に生じる反共振点
を除去し、広い帯城にわたって等化できる振幅等化回路
を提供することにある。
この発明によれば入力端子及び出力端子間に可変抵抗素
子が接続され、前記入力端子及び出力端子の一方と共振
端子との間に分布定数線路が設けられ、その分布定数線
路の入力端子及び出力端子の少くとも一方と共通端子と
の間に可変容量素子が接続され、その可変容量素子と並
列にィンダクタンス素子が接続される。。このィンダク
タンス素子のインピーダンスはその周囲の回路のインピ
ーダンス、即ち並列に接続された可変容量素子のインピ
ーダンスよりも十分大きく選定される。前記中心周波数
らより低い周波数において前記ィンダクタンス素子のイ
ンピーダンスが小さくなるため、入出力間の挿入損失が
大きくなり、前記反共振周波数が発生しない。例えば第
７図に第３図と対応する部分に同一符号を付けて示すよ
うに、この発明では可変容量ダイオード２２と並列にイ
ンダクタンス素子としてコイル３３が直流阻止用コンデ
ンサ３４を介して接続される。
子が接続され、前記入力端子及び出力端子の一方と共振
端子との間に分布定数線路が設けられ、その分布定数線
路の入力端子及び出力端子の少くとも一方と共通端子と
の間に可変容量素子が接続され、その可変容量素子と並
列にィンダクタンス素子が接続される。。このィンダク
タンス素子のインピーダンスはその周囲の回路のインピ
ーダンス、即ち並列に接続された可変容量素子のインピ
ーダンスよりも十分大きく選定される。前記中心周波数
らより低い周波数において前記ィンダクタンス素子のイ
ンピーダンスが小さくなるため、入出力間の挿入損失が
大きくなり、前記反共振周波数が発生しない。例えば第
７図に第３図と対応する部分に同一符号を付けて示すよ
うに、この発明では可変容量ダイオード２２と並列にイ
ンダクタンス素子としてコイル３３が直流阻止用コンデ
ンサ３４を介して接続される。
コイル３３のィンダクタンス値Ｌ沖ｏ周波数らの近く‘
こおし・て岬Ｌ＞才肌ちコイル３３のインピーダンスが
周囲の回路のインピーダンスに比べて十分大きくなるよ
うに選定される。このようにすると、この第７図に示し
た回路の入出力間の振幅特性はコイル３３が無い場合の
入出力間振幅特性に等しくなる。一方、コイル３３は零
周波数（直流）においてはインピーダンスが零となるた
め、霧周波数付近においてこの第７図の等化回路の入出
力間の挿入損失が大となるように働く。
こおし・て岬Ｌ＞才肌ちコイル３３のインピーダンスが
周囲の回路のインピーダンスに比べて十分大きくなるよ
うに選定される。このようにすると、この第７図に示し
た回路の入出力間の振幅特性はコイル３３が無い場合の
入出力間振幅特性に等しくなる。一方、コイル３３は零
周波数（直流）においてはインピーダンスが零となるた
め、霧周波数付近においてこの第７図の等化回路の入出
力間の挿入損失が大となるように働く。
この様子を第８図に示す。こ）で実線はコイル３３が設
けられた場合、破線はコイル３３が除去された場合に各
入出力間振幅特性である。このようにコイル３３は中心
周波数ｆｏ付近の特性を変えずに中心周波数ｆｏと雫周
波数数との中間にあった反共振点を無くするように作用
する。その結果コイル３３を付加したこの発明の等化回
路は中心周波数ｆｏを中心に広い周波数範囲に亘つてフ
ェージングを等化できる。しかも可変容量素子２１，２
２の容量値を変化することにより中心周波数ｆｏを前述
したように広い周波数範囲にわたって変化させることが
できる。第７図の回路と相対関係にある第９図の回路、
即ち分布定数線路１４を入力端子１１側に接続しても以
上説明したと同機の効果が得られることは明らかである
。第７図、第９図に示した一実例において可変容量ダイ
オード２１，２２の容量及びその変化を等しくせず、異
った特性のものを用いても上記の効果はそこなわれない
。更に可変容量ダイオード２１と並列にインダクタンス
素子３３を接続してもよい。また可変容量ダイオード２
１，２２の両者にそれぞれ各別ィンダクタンス素子を接
続してもよい。また分布定数線路１４の入力側及び出力
側の一方の可変容量子を省略してもよい。
けられた場合、破線はコイル３３が除去された場合に各
入出力間振幅特性である。このようにコイル３３は中心
周波数ｆｏ付近の特性を変えずに中心周波数ｆｏと雫周
波数数との中間にあった反共振点を無くするように作用
する。その結果コイル３３を付加したこの発明の等化回
路は中心周波数ｆｏを中心に広い周波数範囲に亘つてフ
ェージングを等化できる。しかも可変容量素子２１，２
２の容量値を変化することにより中心周波数ｆｏを前述
したように広い周波数範囲にわたって変化させることが
できる。第７図の回路と相対関係にある第９図の回路、
即ち分布定数線路１４を入力端子１１側に接続しても以
上説明したと同機の効果が得られることは明らかである
。第７図、第９図に示した一実例において可変容量ダイ
オード２１，２２の容量及びその変化を等しくせず、異
った特性のものを用いても上記の効果はそこなわれない
。更に可変容量ダイオード２１と並列にインダクタンス
素子３３を接続してもよい。また可変容量ダイオード２
１，２２の両者にそれぞれ各別ィンダクタンス素子を接
続してもよい。また分布定数線路１４の入力側及び出力
側の一方の可変容量子を省略してもよい。
第１図は従来の振幅等化回路の原理図、第２図は従来の
振幅等化回路を示す回路図、第３図は提案されている振
幅等化回路の一例を示す回路図、第４図は第３図の回路
において可変抵抗素子１３の抵抗値Ｒを変化させた時の
入出力振幅特性の変化状態を示す曲線図、第５図は第３
図の回路において可変容量ダイオードの容量値を変化さ
せた時の入出力振幅特性の変化状態を示す曲線図、第６
図は第３図の回路の入出力特性曲線図、第７図はこの発
明による振幅等化回路の一例を示す回路図、第８図は第
７図の回路の入出力振幅特性を示す曲線図、第９図は第
７図に示した回路と相対関係にある回路例を示す回路図
である。 １１・・・・・・入力端子、１２・・・・・・出力端子
、１３…・・・可変抵抗素子、１４・・・・・・分布定
数線路、１５・・・・・・信号線、２１，２２・・・・
・・可変容量素子、２３，２７，２８・・・・・・信号
阻止用チョークコイル、２４・・・・・・可変容量ダイ
オード制御用電圧入力端子、２９，３１・・・・・・Ｐ
ＩＮダイオード制御用電圧入力端子、２５，２６，３２
〜３４・・・・・・直流阻止用コンデンサ。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図
振幅等化回路を示す回路図、第３図は提案されている振
幅等化回路の一例を示す回路図、第４図は第３図の回路
において可変抵抗素子１３の抵抗値Ｒを変化させた時の
入出力振幅特性の変化状態を示す曲線図、第５図は第３
図の回路において可変容量ダイオードの容量値を変化さ
せた時の入出力振幅特性の変化状態を示す曲線図、第６
図は第３図の回路の入出力特性曲線図、第７図はこの発
明による振幅等化回路の一例を示す回路図、第８図は第
７図の回路の入出力振幅特性を示す曲線図、第９図は第
７図に示した回路と相対関係にある回路例を示す回路図
である。 １１・・・・・・入力端子、１２・・・・・・出力端子
、１３…・・・可変抵抗素子、１４・・・・・・分布定
数線路、１５・・・・・・信号線、２１，２２・・・・
・・可変容量素子、２３，２７，２８・・・・・・信号
阻止用チョークコイル、２４・・・・・・可変容量ダイ
オード制御用電圧入力端子、２９，３１・・・・・・Ｐ
ＩＮダイオード制御用電圧入力端子、２５，２６，３２
〜３４・・・・・・直流阻止用コンデンサ。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図
Claims (1)
- １ 入力端子、出力端子及び共通端子を有し、かつある
振幅等化特性を有する振幅等化回路において、 前記出
力端子及び前記出力端子間に接続された可変抵抗素子と
、 前記出力端子と前記共通端子との間あるいは前記出
力端子と共通端子との間に設けられた分布定数線路と、
その分布定数線路の入力端子及び出力端子の少なくと
も一方と前記共通端子との間に接続された可変容量素子
と、 その可変容量素子と並列に接続され、等化すべき
信号の中心周波数近傍で前記可変容量素子のインピーダ
ンスよりも大きいインピーダンスをもつインダクタンス
素子とを具備する振幅等化回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2494679A JPS6031369B2 (ja) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | 振幅等化回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2494679A JPS6031369B2 (ja) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | 振幅等化回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55117320A JPS55117320A (en) | 1980-09-09 |
| JPS6031369B2 true JPS6031369B2 (ja) | 1985-07-22 |
Family
ID=12152172
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2494679A Expired JPS6031369B2 (ja) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | 振幅等化回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6031369B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4697481B2 (ja) * | 2008-01-21 | 2011-06-08 | 三菱電機株式会社 | 振幅イコライザ |
-
1979
- 1979-03-02 JP JP2494679A patent/JPS6031369B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55117320A (en) | 1980-09-09 |
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