JPS6044071B2 - 溶接用電源の制御方法および装置 - Google Patents
溶接用電源の制御方法および装置Info
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- JPS6044071B2 JPS6044071B2 JP52068022A JP6802277A JPS6044071B2 JP S6044071 B2 JPS6044071 B2 JP S6044071B2 JP 52068022 A JP52068022 A JP 52068022A JP 6802277 A JP6802277 A JP 6802277A JP S6044071 B2 JPS6044071 B2 JP S6044071B2
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- Japan
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- voltage
- charging
- current
- power source
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-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/06—Arrangements or circuits for starting the arc, e.g. by generating ignition voltage, or for stabilising the arc
- B23K9/073—Stabilising the arc
- B23K9/0732—Stabilising of the arc current
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F5/00—Systems for regulating electric variables by detecting deviations in the electric input to the system and thereby controlling a device within the system to obtain a regulated output
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- Plasma & Fusion (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、パルスアーク溶接用電源として使用される
交流電源の線路電圧の変動を瞬時に補償する制御方法お
よび装置に関する。
交流電源の線路電圧の変動を瞬時に補償する制御方法お
よび装置に関する。
パルスアーク溶接は、交流電源を整流して得たバック
グラウンド電流と呼ばれる溶接電流に同じ・交流電源か
ら作られるアークパルス電流を重畳させ溶加材の溶滴を
パルス電流の周期に等しい回数で溶接池に吹付けて行な
う溶接法で、バックグラウンド電流はアークの安定に、
アークパルス電流は溶滴の移行に作用している。
グラウンド電流と呼ばれる溶接電流に同じ・交流電源か
ら作られるアークパルス電流を重畳させ溶加材の溶滴を
パルス電流の周期に等しい回数で溶接池に吹付けて行な
う溶接法で、バックグラウンド電流はアークの安定に、
アークパルス電流は溶滴の移行に作用している。
これは、小電流で全姿熱の溶接が可能なもので、たとえ
ばボイラの中で水管群を組立て接続するのに使用されて
いる。アークパルス電流は交流電源の線路電圧（以下、
これを電源電圧という）の各半周期ごとに１回の割合で
発生させるのが一般的であり、この場合、半周期のうち
の前半は発生時期を定め、後半でアークパルス電流を発
生させている。この方法は特に電源電圧の変動に対して
敏感である。これは、電源電圧がたとえば増加する方向
に変動すればアークパルス電流が大きくなる方向に変動
するためである。このため、この溶接方法は特に肉厚の
薄いものどうしを溶接するような場合、アークパルス電
流の大きさが溶融池への溶滴の吹付け量を変えるため、
溶接部分の品質が一定にならないことがある。この問題
に対し、電源電圧を調節することが考えられる。
ばボイラの中で水管群を組立て接続するのに使用されて
いる。アークパルス電流は交流電源の線路電圧（以下、
これを電源電圧という）の各半周期ごとに１回の割合で
発生させるのが一般的であり、この場合、半周期のうち
の前半は発生時期を定め、後半でアークパルス電流を発
生させている。この方法は特に電源電圧の変動に対して
敏感である。これは、電源電圧がたとえば増加する方向
に変動すればアークパルス電流が大きくなる方向に変動
するためである。このため、この溶接方法は特に肉厚の
薄いものどうしを溶接するような場合、アークパルス電
流の大きさが溶融池への溶滴の吹付け量を変えるため、
溶接部分の品質が一定にならないことがある。この問題
に対し、電源電圧を調節することが考えられる。
この場合、いつたんデューティファクタさえ設定すれば
平均電流は一義的に一定に保持されることは明らかであ
る。あいにく、交流の電源電圧を調節する装置はどちら
かといえば精功かつ高価である。一例として、モータで
駆動する可変変圧器がある。これは明らかに多少精巧で
あることに加えて応答が遅いものである。この応答が遅
いということは、各パルスの瞬時電流は変化するが平均
電流はほとんど変化しないというような，場合、このよ
うな可変変圧器を使用してもあまり意味がない。定電圧
変圧器を使用すれば、より速い応答が得られるが、これ
もまた大型かつ高価であり、電流制限作用のある装置に
対してはその有用性が制限されがちである。結果として
、電源電．圧の変動を補償するための高速動作で安価な
装置が必要とされるのである。本発明はアークパルス電
流のデューティファクタを調節することによつてこの要
求を満足させている。
平均電流は一義的に一定に保持されることは明らかであ
る。あいにく、交流の電源電圧を調節する装置はどちら
かといえば精功かつ高価である。一例として、モータで
駆動する可変変圧器がある。これは明らかに多少精巧で
あることに加えて応答が遅いものである。この応答が遅
いということは、各パルスの瞬時電流は変化するが平均
電流はほとんど変化しないというような，場合、このよ
うな可変変圧器を使用してもあまり意味がない。定電圧
変圧器を使用すれば、より速い応答が得られるが、これ
もまた大型かつ高価であり、電流制限作用のある装置に
対してはその有用性が制限されがちである。結果として
、電源電．圧の変動を補償するための高速動作で安価な
装置が必要とされるのである。本発明はアークパルス電
流のデューティファクタを調節することによつてこの要
求を満足させている。
通常、アークパルス電流を制御する装置の．−点弧はコ
ンデンサの充電に応答して行なつているので、本発明は
その充電電流を、電源電圧の基準レベルを越えた量にほ
ぼ比例した電流信号によつて減少させることで、電圧変
動をアークパルス電流をトリガする側の回路にて瞬時に
補償し、結果・としてアークパルス電流の補償と行なう
ようにしている。以下添付図面に例示した本発明の好適
な実施例について詳述する。
ンデンサの充電に応答して行なつているので、本発明は
その充電電流を、電源電圧の基準レベルを越えた量にほ
ぼ比例した電流信号によつて減少させることで、電圧変
動をアークパルス電流をトリガする側の回路にて瞬時に
補償し、結果・としてアークパルス電流の補償と行なう
ようにしている。以下添付図面に例示した本発明の好適
な実施例について詳述する。
第１図の回路は、パルスアーク用の電源電圧と同相の１
１５ボルト電圧信号を電源端子１１および１３に受け、
この電圧信号を処理して端子４０，４１および４２にパ
ルスを出力させるものである。
１５ボルト電圧信号を電源端子１１および１３に受け、
この電圧信号を処理して端子４０，４１および４２にパ
ルスを出力させるものである。
これらのパルスは、アーク溶接機の供給電流を制御する
図示しないゲートサイリスタのトリガに使用される。１
１５ボルト電圧信号はトランスＴｌＯにおいて１２ボル
トの電圧信号（第３図Ａ参照）に降圧さ゛れ、ブリッジ
整流器Ｂｌ２によつて整流され（Ｂ）、そして抵抗Ｒｌ
４と１２ボルトのツェナーダイオードＤｌ８とによつて
１２ボルトにクリップされる（Ｃ）。
図示しないゲートサイリスタのトリガに使用される。１
１５ボルト電圧信号はトランスＴｌＯにおいて１２ボル
トの電圧信号（第３図Ａ参照）に降圧さ゛れ、ブリッジ
整流器Ｂｌ２によつて整流され（Ｂ）、そして抵抗Ｒｌ
４と１２ボルトのツェナーダイオードＤｌ８とによつて
１２ボルトにクリップされる（Ｃ）。
この全波整流されクリップされた正弦波は抵抗Ｒ２Ｏ、
ポテンショメータＲ２２、抵抗Ｒ２４、Ｒ２６、および
コンデンサＣ２８より成る回路に供給される。ここで、
トランスＴｌＯ、整流器Ｂｌ２、抵抗Ｒｌ４、およびツ
ェナーダイオードＤｌ８は充電電圧源を構成し、この充
電電圧源に直列な抵抗Ｒ２ＯおよびポテンショメータＲ
２２の組合せは、特許請求の範囲において１第１の直列
抵抗ョと表現してある。コンデンサＣ２８は半周期ごと
にその開始時から充電開始され、ユニジヤンクシヨント
ランジスタＱ３２のターンオン電圧に等しいトリガ電圧
に達するまで充電が続けられる。
ポテンショメータＲ２２、抵抗Ｒ２４、Ｒ２６、および
コンデンサＣ２８より成る回路に供給される。ここで、
トランスＴｌＯ、整流器Ｂｌ２、抵抗Ｒｌ４、およびツ
ェナーダイオードＤｌ８は充電電圧源を構成し、この充
電電圧源に直列な抵抗Ｒ２ＯおよびポテンショメータＲ
２２の組合せは、特許請求の範囲において１第１の直列
抵抗ョと表現してある。コンデンサＣ２８は半周期ごと
にその開始時から充電開始され、ユニジヤンクシヨント
ランジスタＱ３２のターンオン電圧に等しいトリガ電圧
に達するまで充電が続けられる。
半周期の期間内でターンオン電圧に達すると、コンデン
サＣ２８はトランジスタＱ３２のエミッタおよびベース
とトランスＴ３４とを介して急速放電し、このときトラ
ンスＴ３４にパルスを生ぜしめる。このパルスはトライ
アツクＳＣＳ３８をトリガしてそのトリガ位置から残り
半周期内の期間を導通させることができる（２）。たと
えば１００キロオームのポテンショメータＲ２２を調節
して充電時定数を変えることにより、作業員はコンデン
サＣ２８が充電される所要時間を変化させることができ
、これによつて、順次、トライアツクＳＣＳ３８のデュ
ーティファクタを制御することができる。トライアツク
ＳＣＳ３８はトランスＴ３４からゲート信号を受けるま
でトランスＴ４Ｏの１次側を流れる電流を阻止している
（第３図Ｄ参照）ので、電源端子１１と１３との間にあ
られれる波形の各半周期のうちのトリガが生ずるまでの
期間、トランスＴ４Ｏ内の電流はゼロである。
サＣ２８はトランジスタＱ３２のエミッタおよびベース
とトランスＴ３４とを介して急速放電し、このときトラ
ンスＴ３４にパルスを生ぜしめる。このパルスはトライ
アツクＳＣＳ３８をトリガしてそのトリガ位置から残り
半周期内の期間を導通させることができる（２）。たと
えば１００キロオームのポテンショメータＲ２２を調節
して充電時定数を変えることにより、作業員はコンデン
サＣ２８が充電される所要時間を変化させることができ
、これによつて、順次、トライアツクＳＣＳ３８のデュ
ーティファクタを制御することができる。トライアツク
ＳＣＳ３８はトランスＴ３４からゲート信号を受けるま
でトランスＴ４Ｏの１次側を流れる電流を阻止している
（第３図Ｄ参照）ので、電源端子１１と１３との間にあ
られれる波形の各半周期のうちのトリガが生ずるまでの
期間、トランスＴ４Ｏ内の電流はゼロである。
この間、トランスＴ４ＯおよびトライアツクＳＣＳ３８
に並列に接続されたコンデンサＣ３６は抵抗Ｒｌ６を介
して充電されている。抵抗Ｒｌ６とコンデンサＣ３６と
の組合せによる時定数は小さいため、コンデンサＣ３６
の端子電圧はすぐにほぼ端子１１および１３の間の電圧
に等しくなる。コンデンサＣ２８がトランジスタＱ３２
を点弧すると、それによつて生ずるパルスがトライアツ
クＳＣＳ３８を導通させ、トランスＴ４Ｏを介して電流
を流すことができる。電流の急激な立上がりはトランス
Ｔ４Ｏへ放電するコンデンサＣ３６によつて助長され、
これによつてトランスＴ４Ｏの１次側の電流は電源端子
１１および１３の電圧と抵抗Ｒｌ６の抵抗値とによつて
決まる値まで急速に立上がる。トライアツクＳＣＳ３８
はトリガされてから残り半周期内の期間は導通を保ち、
電源端子１１および１３の電圧がゼロに近くなると非導
通になる。この結果、極性が交互に変わる一連のパルス
が生じ、しかも各パルスの発生は各半周期の後半になる
。このパルスはトランスＴ４Ｏにより端子４０，４１お
よび４２に出現され、溶接アーク回路のサイリスタをト
リガするのに使用される。トランジスタＱ３２によつて
作られる半周期間内のパルスの発生点はコンデンサＣ２
８の充電時間を変えるポテンショメータＲ２２によつて
調節できることはすでに述べた。しかし、トランジスタ
Ｑ３２のトリガ時間を変化させるのはポテンショメータ
Ｒ２２だけではなく、電源電圧の変動もその要因となる
。第４図に、整流器Ｂｌ２の出力における全波整流電圧
信号の一部を示す。図示のように電圧値が変動しても、
ツェナーダイオードＤｌ８よつてクリップすることによ
り、充電電流の平均値は斜線を施した部分のみの変動に
とどめることができるが、これが充電時間の変化に大き
な影響を与えてしまう。たとえば、電源端子１１および
１３に印加される電圧値が増加する方向に変動すれば、
斜線部分の電流値の分だけ早く１２ボルトのクリップレ
ベルに達してコンデンサＣ２８の充電時間を短くするの
で、コンデンサＣ２８の充電時間は速い方に変化してし
まう。これは、電源電圧が増加すれば充電時間を遅らせ
たいという要求と丁度逆の結果となり、デユーテシフア
クタを増加させることになる。電源電圧が増加するとき
はデューティファクタは所望の平均電流を維持するため
に減らさなければならない。この増加分を補償するため
、第１図の回路に第２図の補償回路（特許請求の範囲で
は補償装置と表現）が接続される。
に並列に接続されたコンデンサＣ３６は抵抗Ｒｌ６を介
して充電されている。抵抗Ｒｌ６とコンデンサＣ３６と
の組合せによる時定数は小さいため、コンデンサＣ３６
の端子電圧はすぐにほぼ端子１１および１３の間の電圧
に等しくなる。コンデンサＣ２８がトランジスタＱ３２
を点弧すると、それによつて生ずるパルスがトライアツ
クＳＣＳ３８を導通させ、トランスＴ４Ｏを介して電流
を流すことができる。電流の急激な立上がりはトランス
Ｔ４Ｏへ放電するコンデンサＣ３６によつて助長され、
これによつてトランスＴ４Ｏの１次側の電流は電源端子
１１および１３の電圧と抵抗Ｒｌ６の抵抗値とによつて
決まる値まで急速に立上がる。トライアツクＳＣＳ３８
はトリガされてから残り半周期内の期間は導通を保ち、
電源端子１１および１３の電圧がゼロに近くなると非導
通になる。この結果、極性が交互に変わる一連のパルス
が生じ、しかも各パルスの発生は各半周期の後半になる
。このパルスはトランスＴ４Ｏにより端子４０，４１お
よび４２に出現され、溶接アーク回路のサイリスタをト
リガするのに使用される。トランジスタＱ３２によつて
作られる半周期間内のパルスの発生点はコンデンサＣ２
８の充電時間を変えるポテンショメータＲ２２によつて
調節できることはすでに述べた。しかし、トランジスタ
Ｑ３２のトリガ時間を変化させるのはポテンショメータ
Ｒ２２だけではなく、電源電圧の変動もその要因となる
。第４図に、整流器Ｂｌ２の出力における全波整流電圧
信号の一部を示す。図示のように電圧値が変動しても、
ツェナーダイオードＤｌ８よつてクリップすることによ
り、充電電流の平均値は斜線を施した部分のみの変動に
とどめることができるが、これが充電時間の変化に大き
な影響を与えてしまう。たとえば、電源端子１１および
１３に印加される電圧値が増加する方向に変動すれば、
斜線部分の電流値の分だけ早く１２ボルトのクリップレ
ベルに達してコンデンサＣ２８の充電時間を短くするの
で、コンデンサＣ２８の充電時間は速い方に変化してし
まう。これは、電源電圧が増加すれば充電時間を遅らせ
たいという要求と丁度逆の結果となり、デユーテシフア
クタを増加させることになる。電源電圧が増加するとき
はデューティファクタは所望の平均電流を維持するため
に減らさなければならない。この増加分を補償するため
、第１図の回路に第２図の補償回路（特許請求の範囲で
は補償装置と表現）が接続される。
第２図の端子４４および４６はそれぞれ第１図の電源端
子１１および１３に接続され、第２図の端子７０および
７２はそれぞれ第１図の端子２３および２５に接続され
る。抵抗Ｒ２４の両端には抵抗Ｒ６８が接続され、この
抵抗Ｒ２４およびＲ６８の並列の組合せを特許請求の範
囲てはゝ第２の直列抵抗ョと表現してある。電源トラン
スＴ４８は端子４４および４６に印加される１１５ボル
ト電圧信号を１２ボルト電圧信号に降圧する。このトラ
ンスＴ４８は、補償回路が第１図の回路の基準となる電
位、つまり充電電圧源のツェナーダイオードＤｌ８のア
ノード側の電位とは異なる電位の回路に接続されるため
、２次電圧を充電電圧源からは絶縁された電位にする機
能をも有している。この２次電圧は、ダイオードＤ５Ｏ
−Ｄ５２−Ｄ５４−Ｄ５６による全波整流回路に与えら
れる。ここで、トランスＴ４８および全波整流回路は補
償電圧源を構成している。補償電圧源としては充電電圧
源から絶縁されていれば全波整流回路のみて構成するこ
ともできる。全波整流された電圧信号はポテンショメー
タＲ５８および抵抗Ｒ６Ｏに与えられる。ポテンショメ
ータＲ５８はその摺動部を調節することにより交互に現
われる半波の振幅を等しくするようにしている。８．２
ボルトのツェナーダイオードＤ６２（特許請求の範囲で
はしきい値装置と表現）は第１図のツェナーダイオード
Ｄｌ８と丁度逆の作用ノをする。つまり、第１図のツェ
ナーダイオードＤｌ８が半波の上部をクリップするのに
対し第２図のツェナーダイオードＤ６２は第３図Ｅに示
したように底部をクリップし、その端子電圧が８．２ボ
ルトに達するまでは電流を阻止している。このよ７うに
半波の底部をクリップすることにより、電源電圧の変動
をより敏感に検出することができる。詳述すれば、電源
電圧が変動ししたときの波高値の変化に対する平均値の
変化はクリップレベル（しきい値）を境にして底部で非
常に小さく、上フ部で非常に大きく現われる。このため
、８．２ボルトのしきい値以下をクリップすることによ
り、変化率の十分大きな上部の電圧信号を利用でき、電
源電圧の変動に対し変化率の十分大きな補償信号を得る
ことができる。トランスＴ４８の２次電圧は、トランス
ＴｌＯの２次電圧と同じにしてあるので、抵抗Ｒ２４の
電圧降下が抵抗Ｒ６Ｏの電圧降下を越えることはなく、
したがつてツェナーダイオードＤ６２は順バイアスされ
るようなことはない。
子１１および１３に接続され、第２図の端子７０および
７２はそれぞれ第１図の端子２３および２５に接続され
る。抵抗Ｒ２４の両端には抵抗Ｒ６８が接続され、この
抵抗Ｒ２４およびＲ６８の並列の組合せを特許請求の範
囲てはゝ第２の直列抵抗ョと表現してある。電源トラン
スＴ４８は端子４４および４６に印加される１１５ボル
ト電圧信号を１２ボルト電圧信号に降圧する。このトラ
ンスＴ４８は、補償回路が第１図の回路の基準となる電
位、つまり充電電圧源のツェナーダイオードＤｌ８のア
ノード側の電位とは異なる電位の回路に接続されるため
、２次電圧を充電電圧源からは絶縁された電位にする機
能をも有している。この２次電圧は、ダイオードＤ５Ｏ
−Ｄ５２−Ｄ５４−Ｄ５６による全波整流回路に与えら
れる。ここで、トランスＴ４８および全波整流回路は補
償電圧源を構成している。補償電圧源としては充電電圧
源から絶縁されていれば全波整流回路のみて構成するこ
ともできる。全波整流された電圧信号はポテンショメー
タＲ５８および抵抗Ｒ６Ｏに与えられる。ポテンショメ
ータＲ５８はその摺動部を調節することにより交互に現
われる半波の振幅を等しくするようにしている。８．２
ボルトのツェナーダイオードＤ６２（特許請求の範囲で
はしきい値装置と表現）は第１図のツェナーダイオード
Ｄｌ８と丁度逆の作用ノをする。つまり、第１図のツェ
ナーダイオードＤｌ８が半波の上部をクリップするのに
対し第２図のツェナーダイオードＤ６２は第３図Ｅに示
したように底部をクリップし、その端子電圧が８．２ボ
ルトに達するまでは電流を阻止している。このよ７うに
半波の底部をクリップすることにより、電源電圧の変動
をより敏感に検出することができる。詳述すれば、電源
電圧が変動ししたときの波高値の変化に対する平均値の
変化はクリップレベル（しきい値）を境にして底部で非
常に小さく、上フ部で非常に大きく現われる。このため
、８．２ボルトのしきい値以下をクリップすることによ
り、変化率の十分大きな上部の電圧信号を利用でき、電
源電圧の変動に対し変化率の十分大きな補償信号を得る
ことができる。トランスＴ４８の２次電圧は、トランス
ＴｌＯの２次電圧と同じにしてあるので、抵抗Ｒ２４の
電圧降下が抵抗Ｒ６Ｏの電圧降下を越えることはなく、
したがつてツェナーダイオードＤ６２は順バイアスされ
るようなことはない。
抵抗Ｒ６Ｏの電圧降下がツェナーダイオードＤ６２のし
きい値電圧に達しなければ、単に、抵抗Ｒ６８が抵抗Ｒ
２４と並列に接続されているだけの状態となり、これら
には抵抗Ｒ２ＯおよびポテンショメータＲ２２を通つた
充電電流しか流れない。次に、第２図の補償回路による
補償方法について説明する。
きい値電圧に達しなければ、単に、抵抗Ｒ６８が抵抗Ｒ
２４と並列に接続されているだけの状態となり、これら
には抵抗Ｒ２ＯおよびポテンショメータＲ２２を通つた
充電電流しか流れない。次に、第２図の補償回路による
補償方法について説明する。
今、電源端子１１，１３および４４，４６における電源
電圧の振幅がゼロであるとする。
電圧の振幅がゼロであるとする。
時間の経過に従つてトランスＴ４８の２次電圧および抵
抗Ｒ６Ｏの端子電圧が上昇していつて、抵抗Ｒ６Ｏの端
子電圧がツェナーダイオードＤ６２のしきい値電圧を越
えると、それに比例した電流が抵抗Ｒ２４およびＲ６８
の並列の組合せに流れようとする。しかし、この瞬間に
おいて、抵抗Ｒ２４およびＲ６８には充電電流が流れて
いるため、それらの端子にはその充電電流による電圧降
下が生じており、これがツェナーダイオードＤ６２に直
列に印加されることとなつて、その分ツェナーダイオー
ドＤ６２はそのしきい値には達せす、導通しない。その
後、抵抗Ｒ６Ｏの端子電圧は上昇していき、その電圧か
ら充電電流による抵抗Ｒ２４およびＲ６８の電圧降下を
差し引いた値がツェナーダイオードＤ６２のしきい値で
ある。
抗Ｒ６Ｏの端子電圧が上昇していつて、抵抗Ｒ６Ｏの端
子電圧がツェナーダイオードＤ６２のしきい値電圧を越
えると、それに比例した電流が抵抗Ｒ２４およびＲ６８
の並列の組合せに流れようとする。しかし、この瞬間に
おいて、抵抗Ｒ２４およびＲ６８には充電電流が流れて
いるため、それらの端子にはその充電電流による電圧降
下が生じており、これがツェナーダイオードＤ６２に直
列に印加されることとなつて、その分ツェナーダイオー
ドＤ６２はそのしきい値には達せす、導通しない。その
後、抵抗Ｒ６Ｏの端子電圧は上昇していき、その電圧か
ら充電電流による抵抗Ｒ２４およびＲ６８の電圧降下を
差し引いた値がツェナーダイオードＤ６２のしきい値で
ある。
８．２ボルトを．越えた時点で始めてツェナーダイオー
ドＤ６２が導通し、補償電流が抵抗Ｒ２４およびＲ６８
に流れ始める。
ドＤ６２が導通し、補償電流が抵抗Ｒ２４およびＲ６８
に流れ始める。
これ以降同じ半周期内においてトランジスタＱ３２がト
リガされるまで、抵抗Ｒ２４およびＲ６８には充電電流
と補償電流との和が流れ！る。このため、抵抗Ｒ２４お
よびＲ６８の電圧降下は充電電流のみによる電圧降下よ
り大きくなろうとする。一方、充電回路における充電電
圧はツェナーダイオードＤｌ８によつてすぐに１２ボル
トでクリツ４プされるため、抵抗Ｒ２Ｏ、ポテンショメ
ータＲ２２、抵抗Ｒ２４およびＲ６８、およびコンデン
サＣ２８の端子電圧の合計は１２ボルトに維持される。
リガされるまで、抵抗Ｒ２４およびＲ６８には充電電流
と補償電流との和が流れ！る。このため、抵抗Ｒ２４お
よびＲ６８の電圧降下は充電電流のみによる電圧降下よ
り大きくなろうとする。一方、充電回路における充電電
圧はツェナーダイオードＤｌ８によつてすぐに１２ボル
トでクリツ４プされるため、抵抗Ｒ２Ｏ、ポテンショメ
ータＲ２２、抵抗Ｒ２４およびＲ６８、およびコンデン
サＣ２８の端子電圧の合計は１２ボルトに維持される。
ここで、抵抗Ｒ２４およびＲ６８の端子電圧が補償電流
によつて増加すれば、その増加分だけ他の抵抗およびコ
ンデンサの端子電圧の合計が相対的に減少されることに
なり、その分充電電流は減少する。この減少される大き
さは抵抗Ｒ６Ｏの端子電圧からツェナーダイオードＤ６
２のしきい値電圧を差し引いた値（これを特許請求の範
囲では補償電圧と表現）に比例する。このため、補償回
路は電源電圧が変動して初めて作用するというものでは
なく、定格値であつても或る値の補償電流が常に充電電
流に作用していることになる。ここで、電源電圧が変動
した場合の補償回路の動作について説明する。電源電圧
が定格値より高い方に変動すると、ツェナーダイオード
Ｄ６２のしきい値を越える量は・定格値の場合より増加
し、その変化率は充電回路の充電電圧の立上りにおける
変化率より大きい。
によつて増加すれば、その増加分だけ他の抵抗およびコ
ンデンサの端子電圧の合計が相対的に減少されることに
なり、その分充電電流は減少する。この減少される大き
さは抵抗Ｒ６Ｏの端子電圧からツェナーダイオードＤ６
２のしきい値電圧を差し引いた値（これを特許請求の範
囲では補償電圧と表現）に比例する。このため、補償回
路は電源電圧が変動して初めて作用するというものでは
なく、定格値であつても或る値の補償電流が常に充電電
流に作用していることになる。ここで、電源電圧が変動
した場合の補償回路の動作について説明する。電源電圧
が定格値より高い方に変動すると、ツェナーダイオード
Ｄ６２のしきい値を越える量は・定格値の場合より増加
し、その変化率は充電回路の充電電圧の立上りにおける
変化率より大きい。
このため充電電流は補償電流によつて、充電電圧の立上
りが早くなることによる充電電流の増加分が相殺される
量を越えて、減少される。したがつ゛て、コンデンサＣ
２８の端子電圧がトランジスタＱ３２のトリガレベルに
達するまでの時間は電源電圧が定格値の場合よりも遅く
なり、トライアツクＳＣＳ３８のトリガ位置が遅れるよ
うになる。このトリガによつて発生されるパルスは電源
電圧の変動前よりパルス幅が狭くなるが、電源電圧の変
動によつて波高値が高くなつているので、結果的にパル
スのエネルギは変化しない。逆に、電源電圧が低くなる
方向に変動すれば、補償回路の補償電流は減り、充電電
流が増えて、トランジスタＱ３２のトリガ位置が進む。
りが早くなることによる充電電流の増加分が相殺される
量を越えて、減少される。したがつ゛て、コンデンサＣ
２８の端子電圧がトランジスタＱ３２のトリガレベルに
達するまでの時間は電源電圧が定格値の場合よりも遅く
なり、トライアツクＳＣＳ３８のトリガ位置が遅れるよ
うになる。このトリガによつて発生されるパルスは電源
電圧の変動前よりパルス幅が狭くなるが、電源電圧の変
動によつて波高値が高くなつているので、結果的にパル
スのエネルギは変化しない。逆に、電源電圧が低くなる
方向に変動すれば、補償回路の補償電流は減り、充電電
流が増えて、トランジスタＱ３２のトリガ位置が進む。
したがつて、発生されるパルスは波高値が電源電圧の変
動に応じて低いが、パルス幅が広くされるため、パルス
エネルギは変化しない。このようにして、電源電圧に変
動が生じても、パルスアーク用のパルスはこれが発生さ
れる前に電源電圧の変動に応じたデューティサイクルに
なるよう予め補償された状態で発生されることになる。
動に応じて低いが、パルス幅が広くされるため、パルス
エネルギは変化しない。このようにして、電源電圧に変
動が生じても、パルスアーク用のパルスはこれが発生さ
れる前に電源電圧の変動に応じたデューティサイクルに
なるよう予め補償された状態で発生されることになる。
好適な実施例の回路では多少広い範囲に亘つてかなり正
確な補償を与えていることがわかつた。
確な補償を与えていることがわかつた。
パルスアーク溶接は、アークが電源電圧波形の各半周期
のうちの後半の期間内であればどこでトリガされたとし
ても最も良く働き、もしトリガがはやくなれば、パルス
アーク溶接の特徴である幅の狭いアークが広がる傾向に
なる。所望の範囲内では本発明による回路は最高に働く
。好適な実施例の回路はたとえば、公称電源電圧４６０
ボルト、公称トリガ角１３０、に設計され、±７０ボル
ト程度の電源電圧の変動についてすばらしい結果が観測
された。しかし、その範囲外のところでは、好適な実施
例の補償回路の動作に不利となる範囲内にデューティフ
ァクタが入つてしまい、たとえば、低電圧側で補償不足
が生じ、高電圧側では過剰補償が生ずる。しかし、その
最適範囲外であつても、本発明による補償回路は補償回
路なしで得られるよりは良好な結果が得られる。この回
路の実際の動作に当り、いくつか調節を要する。
のうちの後半の期間内であればどこでトリガされたとし
ても最も良く働き、もしトリガがはやくなれば、パルス
アーク溶接の特徴である幅の狭いアークが広がる傾向に
なる。所望の範囲内では本発明による回路は最高に働く
。好適な実施例の回路はたとえば、公称電源電圧４６０
ボルト、公称トリガ角１３０、に設計され、±７０ボル
ト程度の電源電圧の変動についてすばらしい結果が観測
された。しかし、その範囲外のところでは、好適な実施
例の補償回路の動作に不利となる範囲内にデューティフ
ァクタが入つてしまい、たとえば、低電圧側で補償不足
が生じ、高電圧側では過剰補償が生ずる。しかし、その
最適範囲外であつても、本発明による補償回路は補償回
路なしで得られるよりは良好な結果が得られる。この回
路の実際の動作に当り、いくつか調節を要する。
正しい量の補償を行なうため、ポテンショメータＲ６４
を調節して抵抗Ｒ２４が受ける第２図回路の補償量を制
御することで、第２図回路は電源電圧の変動に対して十
分な補償を行なう。定められた平均電流に調節するには
、電源端子に印加する電源電圧を変化させてみる。第２
図のポテンショメータＲ６４と第１図のポテンショメー
タＲ２２との作用は完全に独立しているものではないた
め、溶接電流が電源電圧の変動予想範囲に亘つてほぼ一
定の平均値を維持するまで、ポテンショメータＲ６４お
よびＲ２２の両方を調節しなければならない。経験によ
れば、この装置を完全に補償するのに、予想範囲の両端
において通常２〜３回調節するだけで十分である。本発
明によれば、電源の周波数の各半周期ごとに１つのパル
スを発生させ、このパルスに応じて溶接装置における交
流電源から電流を流してアークパルス電流を発生させる
手段をトリガするようにした制御装置において、電源電
圧が増加すればトリガパルスの発生を遅らせ、減少すれ
ば進ませるように補償したことによりパルスアークのパ
ルス電流が電源電圧の変動に影響されずに一定、つまり
溶接部分への溶接熱入力が一定となる。
を調節して抵抗Ｒ２４が受ける第２図回路の補償量を制
御することで、第２図回路は電源電圧の変動に対して十
分な補償を行なう。定められた平均電流に調節するには
、電源端子に印加する電源電圧を変化させてみる。第２
図のポテンショメータＲ６４と第１図のポテンショメー
タＲ２２との作用は完全に独立しているものではないた
め、溶接電流が電源電圧の変動予想範囲に亘つてほぼ一
定の平均値を維持するまで、ポテンショメータＲ６４お
よびＲ２２の両方を調節しなければならない。経験によ
れば、この装置を完全に補償するのに、予想範囲の両端
において通常２〜３回調節するだけで十分である。本発
明によれば、電源の周波数の各半周期ごとに１つのパル
スを発生させ、このパルスに応じて溶接装置における交
流電源から電流を流してアークパルス電流を発生させる
手段をトリガするようにした制御装置において、電源電
圧が増加すればトリガパルスの発生を遅らせ、減少すれ
ば進ませるように補償したことによりパルスアークのパ
ルス電流が電源電圧の変動に影響されずに一定、つまり
溶接部分への溶接熱入力が一定となる。
このため、熱入力の調整が特に難しい薄板の溶接に適用
しても溶接不良の発生確率を極めて低く抑えることがで
き、溶接機の自動化に大きく寄与するものである。以上
本発明をその具体例について詳述したが、本発明はこの
特定の実施例に限定されるものではなく、本発明の精神
を逸脱しないで幾多の変化変形がなし得ることはもちろ
んである。
しても溶接不良の発生確率を極めて低く抑えることがで
き、溶接機の自動化に大きく寄与するものである。以上
本発明をその具体例について詳述したが、本発明はこの
特定の実施例に限定されるものではなく、本発明の精神
を逸脱しないで幾多の変化変形がなし得ることはもちろ
んである。
第１図は溶接用電源に使用される本発明の制御ノ装置の
一部を示す回路図、第２図は第１図の装置に接続される
べき本発明による補償回路を示す回路図、第３図および
第４図は装置の動作を説明するための要部波形図である
。 ＴｌＯ，Ｔ３４，Ｔ４Ｏ，Ｔ４８・・・・・トランｉス
、Ｂｌ２・・・・・・整流器、Ｄｌ８，Ｄ６２・・・・
・ツェナーダイオード、Ｑ３２・・・・・・ユニジヤン
クシヨントランジスタ、ＳＣＳ３８・・・・・・トライ
アツク。
一部を示す回路図、第２図は第１図の装置に接続される
べき本発明による補償回路を示す回路図、第３図および
第４図は装置の動作を説明するための要部波形図である
。 ＴｌＯ，Ｔ３４，Ｔ４Ｏ，Ｔ４８・・・・・トランｉス
、Ｂｌ２・・・・・・整流器、Ｄｌ８，Ｄ６２・・・・
・ツェナーダイオード、Ｑ３２・・・・・・ユニジヤン
クシヨントランジスタ、ＳＣＳ３８・・・・・・トライ
アツク。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源から得られる充電電圧源とこの充電電圧源
に直列に接続した直列抵抗とで構成した充電回路にて生
ずる充電電流によつてこの充電回路に接続のコンデンサ
を充電し、そのコンデンサの充電電圧が所定レベルに達
した時トリガ信号を発生し、このトリガ信号に応答して
前記交流電源から電流を流す手段をトリガするようにし
た溶接用電源の制御方法において、前記充電回路の直列
抵抗を互いに直列の第１および第２の直列抵抗に分割し
、前記充電電圧源からは絶縁された前記交流電源から得
られる補償電圧源の電圧のうちしきい値を越えている電
圧値を補償電圧とし、この補償電圧が充電電流によつて
前記第２の直列抵抗に生じた電圧降下を越えている間前
記補償電圧を前記第２の直列抵抗に印加し、前記コンデ
ンサへの充電電流を減少させて補償するようにした溶接
用電源の制御方法。 ２ 交流電源から得られる充電電圧源と、この充電電圧
源に直列に接続した直列抵抗と、この直列抵抗に接続さ
れたコンデンサと、このコンデンサの充電電圧が所定レ
ベルに達した時トリガ信号を発生する装置とを備えて、
前記交流電源から電流を流す手段をトリガする溶接用電
源の制御装置において、前記直列抵抗を互いに直列に接
続した第１および第２の直列抵抗で構成し、この第２の
直列抵抗に接続して前記コンデンサへの充電電流を補償
する装置を更に備え、その補償装置は前記充電電圧源か
らは絶縁された前記交流電源からの電圧を整流して供給
する補償電圧源と、この補償電圧源と前記第２の直列抵
抗との間に接続したしきい値装置とで構成し、前記補償
電圧源の電圧がそのしきい値装置のしきい値を越えてい
てかつそのしきい値を越えた電圧値が充電電流による前
記第２の直列抵抗の電圧降下を越えている間、前記コン
デンサへの充電電流が補償されるようにした溶接用電源
の制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/696,452 US4047096A (en) | 1976-06-15 | 1976-06-15 | Apparatus for instantly compensating for line voltage irregularities |
| US696452 | 1985-01-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS52152839A JPS52152839A (en) | 1977-12-19 |
| JPS6044071B2 true JPS6044071B2 (ja) | 1985-10-01 |
Family
ID=24797121
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52068022A Expired JPS6044071B2 (ja) | 1976-06-15 | 1977-06-10 | 溶接用電源の制御方法および装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4047096A (ja) |
| JP (1) | JPS6044071B2 (ja) |
| IN (1) | IN148488B (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4150423A (en) * | 1977-09-19 | 1979-04-17 | Boschert Associates | Transformer coupled pass element |
| US4453073A (en) * | 1980-12-22 | 1984-06-05 | Crucible Societe Anonyme | High frequency welding apparatus |
| US4810952A (en) * | 1986-06-30 | 1989-03-07 | Swingline Inc. | Circuitry and method for controlling power to fastener machine solenoid |
| US4935691A (en) * | 1989-07-12 | 1990-06-19 | Dodge-Romig Research & Development, Incorporated | Phase switched power controller |
| WO1996002121A1 (en) * | 1994-07-08 | 1996-01-25 | Benjamin Barber | Low voltage power control |
| US6243604B1 (en) | 1999-02-26 | 2001-06-05 | Medical Research Laboratories, Inc. | Apparatus for charging defibrillator capacitors |
| US6839590B2 (en) | 2001-10-22 | 2005-01-04 | Medtronic Physio-Control Corp. | Average current mode controlled energy storage in a defibrillator |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3226627A (en) * | 1961-04-24 | 1965-12-28 | Epsilon Ind Electronics | Two state devices controlled by an input and phase-shifted signal applied to a trigger means of said devices |
| US3335318A (en) * | 1965-04-30 | 1967-08-08 | Le Roy D Yancey | Solid state dimming circuit |
| US3548290A (en) * | 1967-07-31 | 1970-12-15 | Cutler Hammer Inc | Proportional control systems using two capacitors in series in the firing circuit with the smaller one shunted by a current drain device |
| US3479560A (en) * | 1967-12-29 | 1969-11-18 | Sylvania Electric Prod | Arc discharge regulating device having means to compensate for supply voltage variations |
| USRE26866E (en) | 1968-05-06 | 1970-04-28 | Phase controlled alternating current power circuits using_ bidirectional conducting devices | |
| JPS5216710B2 (ja) * | 1973-07-04 | 1977-05-11 |
-
1976
- 1976-06-15 US US05/696,452 patent/US4047096A/en not_active Expired - Lifetime
-
1977
- 1977-05-13 IN IN717/CAL/77A patent/IN148488B/en unknown
- 1977-06-10 JP JP52068022A patent/JPS6044071B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4047096A (en) | 1977-09-06 |
| JPS52152839A (en) | 1977-12-19 |
| IN148488B (ja) | 1981-03-14 |
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