JPS6046629A - 信号伝送方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明はＰＣＭ（パルス符号変調）を用いた信号伝送に
係り、特に差分ＰＣＭすなわちＤＰＣＭ（ｄｉｆｆｅｒ
ｅｎｔｉａｌ　ＰＣＭ）に好適な信号伝送方式およびそ
の実施に直接使用する受信装置に関するものである。

［発明の技術的背頌コ 効率のよいＰＣＭ符号化方式としてＤＰＣＭが知られて
いる。通常のＰＣＭ符号化がオーディオ信号等のアナロ
グ原信号を時々刻々とサンプリングした値をディジタル
データすなわちＰＣＭ符号として伝送するのに対し、Ｄ
ＰＣＭは直前の値との差分すなわち２サンプル間の差分
だけをディジタルデータとして伝送するものである。

第１図にＤＰＣＭ符号化を用いた伝送システムの一例を
示す。

この第１図のシステムでは差分をとるのにアナログ値の
状態で差分をとらずにディジタル値で差分をとっている
。すなわち、アナログ原信号例えばオーディオ信号はＡ
／Ｄ　（アナログ−ディジタル）変換器１で例えば１５
ビツトのディジタルデータに変換されレジスタ等を用い
た遅延回路２で１サンプル分遅延されたデータとともに
差分器３に与えられ、両者の差分データすなわちＤＰＣ
Ｍ符号が例えば１６ビツトで伝送系に送出される。

ここで、伝送系とは単なる接続線や変／復調系を介在し
た通信回線（電波、光等を媒体とする場合もある）等の
伝送路の他、記録／再生系（記録媒体がいわば伝送媒体
となる）などをも含むいわゆる広義の伝送系を指寸。伝
送系にて伝送されたこの場合１６ビツトの差分データは
加算器４に与えられ遅延回路５で１サンプル分遅延され
た前回の加算器４出力と加算され累計（積分）されて例
えば１５ピツｉ〜のデータとしてＤ／Ａ　（ディジタル
−アナログ）変換器６に与えられ、アナログオーディオ
信号が出力される。

ＤＰＣＭ符号化の特徴は時間的に隣接する２サンプル間
の差分データを伝送することにより、伝送するディジタ
ルデータの値を平均的に小さくすることができる点にあ
る。

第２図にアナログ原信号ＳＯを通常ＰＣＭで伝送する場
合のデータとなる値Ｄｉ）とＤＰＣＭで伝送する場合の
データとなる値Ｄｄとの関係を示す。

Ｔｓはサンプリング間隔である。同図より信号周期に対
して短かい（適正な）サンプリング間隔Ｔｓとしている
かぎり伝送データが平均的に小さな値となることは容易
に理解し得る。特に、図示のようアナログ原信号の周波
数がサンプリング周波数に比して充分に低い場合には差
分データＤｄは非常に小さな値となる。

したがって、例えばある音楽信号を伝送するとき、伝送
されるディジタルデータのとる値の確率は、第３図に示
すようにＤＰＣＭの場合Ｏに近いほど顕著に高くなる傾
向がある。これに対し通常のＰＣＭの場合はＯ近傍への
集中傾向は極めて低い。この第３図からもＤＰＣＭの場
合伝送データ値が平均的に小さくなることがわかる。す
なわち、１６ビツトのＰＣＭ符号であってもこれをＤＰ
ＣＭで伝送するようにすれば通常は８ピットル１０ビツ
ト程度で大部分のデータが正しく伝送でき、かなり良好
な伝送が行える。

しかしながら、このようなりＰＣＭ符号化では伝送デー
タ値が平均的には小さくなるものの、まれに発生する最
大レベルデータはＰＣＭとほぼ同じデータ値（レベル）
となる点に問題がある。

すなわち、ＤＰＣＭの特徴は（イ）伝送データの平均的
レベルは非常に小さいこと、（ロ）伝送データの最大レ
ベルは普通のＰＣＭと同じであるがその出現確率は非常
に低いことの２点にある。

このように平均的レベルが小さく大レベル信号の出現確
率の低いデータを有効に伝送ザる方式として、原データ
に比して少ない所定ビット数で通常の伝送を行い、この
所定ビット数で表現できる範囲を越える大レベル信号は
有効ビット上位の上記所定ビット数のみを伝送データと
し下位ビットは切捨てて伝送することか考えられる。こ
の場合切捨てた下位ビットについては、切捨てたビット
数のみを受信側に伝送（切捨ビットの内容は送らない）
すれば、受信側で正しい桁数に戻すことができ、はぼ正
しい再生が行える。現実的には複数のサンプルからなる
データブロック毎にブロック内のサンプルのうちの最大
レベル値を検出し、それに応じて該ブロック内のデータ
を桁シフトして上位所定ビット数のデータを主伝送デー
タとするとともに上記桁シフト情報を切捨てビット数に
対応するスケール情報として、これら主伝送データとス
ケール情報を伝送する。このようにすれば、多数のサン
プルデータからなるデータブロック毎に１個ずつのスケ
ール情報を伝送するだけでほぼ充分な情報伝送が可能と
なる。

このような方式を具体的な一例について詳細に説明する
。ここで説明する例は通常のＰＣＭ伝送において上記方
式により伝送データのビット数を低減するものであり、
第４図に構成を示す。

この場合、送信側は例えばオーディオ信号からなる入力
アナログ信号をＡ／Ｄコンバータ７で充分なビット数例
えば１５ビツトのディジタル予備変換データに予定時間
隔で変換した後、ディジタルレベル検出手段８でディジ
タル的に予定期間内の最大レベルまたはそれにほぼ相当
するレベルを検出し、例えば４ビツトのスケール情報デ
ータを得ミそしてデータ圧縮部を構成するテイジタルレ
ベル可変制御手段９では上記スケール情報データに基づ
いて上記Ａ／Ｄコンバータ７の出力予備変換データをデ
ィジタル的にレベルコントロールしてデータ圧縮し例え
ば８ビツトの主データを得て、この主データと上記スケ
ール情報データとを合成手段１０にて多数の主データに
１個のスケール情報データが対応するようにして伝送系
に送出する。

一方、受信側は分離手段１１で伝送系から受信した伝送
信号から主データとスケール情報データとを分離抽出し
、データ伸長部を構成するディジタルレベル可変制御手
段１２で上記主データを上記スケール情報データに基づ
いて送信側とは逆の制御特性でディジタル的なレベル可
変制御（データ伸長）を行ないＤ／Ａコンバータ１３で
アナログ化して出力アナログ信号を得る。

そして、上記ディジタルレベル検出手段８におけるディ
ジタルレベル検出は、予備変換データ中の有効ビット数
、すなわち有効ピッｌ〜のうち符号ビットを除いたもの
の最上位のピッ１ル位置、を検出することにより行ない
、上記ディジタルレベル可変制御手段９におけるディジ
タルレベル可変制御は上記最上位有効ビット位置にほぼ
対応するビット位置部分を上記予備変換データより取り
出して主データを作ることにより行なう。

例えば第５図（ａ）〜（Ｃ）に示すように１５ビツトの
予備変換データ中斜線を施した部分が有効ビットである
とすれば、同図（ａ）の場合有効ビットが予備変換デー
タのうち６ビツトを占有しており、８ピツ１〜の主デー
タをとるには、下位８ビツトをそのまま主データとすれ
ばよい。このとき主データをとる位置は下位８ビツトで
あるので、予備変換データから何らヒツトシフトを行な
わずに下位８ビツトのみをそのまま取り出したことに相
当し、このときの制御レベルすなわちスケール情報は上
記シフトｆｍ　ｒＯＪとなる。この例からもわかるよう
にシフト量はＯビットが最小であるので有効ビット数が
８以下のときはスケール情報は一律にｒｌを選定する。

また同図（ｂ）の場合有効ビット数が９ビツトであるの
で、図から明らかなように主データの取出し位置は上位
く左）へ１ビツトシフトすることになりスケール情報は
「１」となって主データとして８ピツ１〜をとれば最下
位有効ビットすなわち予備変換データのＬＳＢ（最下位
ビット）は無視され、この部分は誤差となる。（このと
き主データ８ピツ］〜の取出し位置に対して予備変換デ
ータを下位（右）に１ビットシフトして下位１ビツトを
切捨てたと考えることもできる。）同図（Ｃ）の場合は
有効ビット数が１５ビツトであり、スケール情報は「７
」となり、この場合は予備変換データの下位７ビツトが
無視される。すなわち、この場合スケール情報は切捨て
ビット数に対応する。このようにして有効ビット数が多
い場合に無視され切捨てられる有効ビットは誤差となる
が、主データの値に対して充分に小さな値である。この
場合、スケール情報のレベルは最大８（＝２の３乗）種
類であるのでスケール情報データは３ビツトで済む。現
実にはスケール情報データは多数の子備変換データ毎に
１．２一 つのデータを対応させるので、予め対応する多数の子備
変換データ中の最大値を測定あるいは予測するなどして
スケール情報を検出設定し、該対応する多数の子備変換
データについて共通のスケール情報（シフ目１とし、こ
のスケール情報を上記多数の子備変換データ毎に検出更
新する。

なお、上述では主データは予備変換データからビットシ
フトにより取り出したデータのみで構成したが、これは
取扱うアナログ信号が正負の一方のみの単極性の信号で
予備変換データ中に符号（極性）ビットが含まれない場
合、または符号ビットが含まれていてもそれを伝送する
必要がない場合である。これに対し入力アナログ信号が
オーディオ信号のように正、負両方の混在する双極性の
信号では予備変換データ自体に符号ビットまたはそれに
相当するビットが通常少なくともＭＳＢ（最上位ビット
）として含まれ、これも実質的には重要な有効ビットで
あるので、この符号ピッ１へ１ビツトと上記ビットシフ
トにより得られるデータとを主データとすることはもち
ろんである。すなわち主データが８ビツトの場合そのう
ちの１ビツトを符号ビットとするので、この符号ビット
とビットシフトにより得られる７ヒツトのデータで主デ
ータを構成する。

ところで、このようにした場合、受信側のディジタルレ
ベル可変制御手段９では伝送信号から分離された主デー
タを同様に分離されたスケール情報データの示すシフト
量でビットシフトして予備変換データと等しいビット数
の再生データを得ることになる。すなわち第５図（ａ）
に示した例の場合は８ビツトの主データをそのまま下位
８ビツトとして用いてもとの予備変換データと等しい１
５ビツトの再生データを得る。同図（ｂ）の・例では同
様に８ビツトの主データを上位（左）に１ビツトシフト
して下位に１ビツトの付加データを加え１５ビツトの再
生データを作り同図（Ｃ）の例では８ビツトの主データ
を上位に７ビツトシフトして下位に７ビツトの付加デー
タを加え１５ビツトの再生データを作る。ここで、下位
に付加するデータは０データまたは平均値データなど予
め一義的に定めたデータを用いる。すなわち、例えば１
５ビツトの予備変換データが第６図（ａ）のようなデー
タであったとする。これに基づいて８ビツトの主データ
を送信する場合（ここでは符号ビットは考慮しない場合
を考えている）、図示のように有効ビットの上位８ビツ
トが主データとして抽出され、下位４ビツトが切捨てら
れる。受信側では上記主データを受け、予備変換データ
中の上記８ビツトの主データを取り出したビット位置に
応じたスケール情報に従って上記主データをビットシフ
トして１５ビツトの主データを作る。このとき、基本的
には第６図（ｂ）に示すようにＯｏ　ｏ　ｏ　”などシ
フトしたビット数に対応する。データを付加する。また
、平均的に原γ−夕との誤差を少なくするためには、該
当ビット数で表現し得るデータの平均値にほぼ対応する
値、例えば第６図（ｃ）に示すように”　０１１１　”
などの平均値データを付加データとすることが有効であ
る。

付加データとしてはこれら○データや平均値データ以外
のデータであっても、ビット数毎に一定の値であれば実
用上問題はない場合が多い。なお、これら付加データと
して０データ以外の値をとる場合には原データすなわち
予備変換データの下位ビットの示す値と上記付加データ
との差が実質的な切捨データであることはいうまでもな
い。

ところで、上記第４図に示した例のような方式は通常の
ＰＣＭすなわちＰＣＭ符号データをそのまま伝送すると
きには利用できるが、ＤＰＣＭにはそのまま適用するの
は困難であり望ましくない。

その主たる理由は、第１図に示したようにＤＰＣＭの受
信には受信データの累計・積分動作による復号が必要で
あり、送信側における切捨てによって生じた誤差が受信
側で加算累計され、大きな誤差となってしまうからであ
る。

このため、ＤＰＣＭで伝送データの平均レベルを低下さ
せても、現実の伝送データのビット数を減らすことはで
きなかった。

なお、例えばＡＤＰＣＭ（ａｄａｐｔｉｖｅ　ＤＰＣＭ
〜適応差分ＰＣＭ）のように送受の間で予め一定の法則
を定めて受信側のレベル分解能を低下させながら非線形
な送受を行なって伝送ビット数を下げることも考えられ
るが、このようなＡＤＰＣＭ等はあまり高精度とはいえ
ず、受信側において良好な再生ができないばかりでなく
装置が複雑になるなど多くの問題をかかえていた。

これに対し、ＤＰＣＭによる伝送データの平均レベルの
低減効果を活かして、少ないビット数で高精度の伝送を
可能とする伝送方式として次のような方式が考えられる
。

すなわち、ＰＣＭ符号データをＤＰＣＭデータに逐次変
換する第１の処理と、上記ＤＰＣＭ符号データに基づき
、該Ｄ　’Ｐ　ＣＭ符号データの大きさを検定し予め定
められた数のサンプルを１ブロツクとして該データブロ
ック内の最大データが送れるように、上位有効ビットを
優先して逐次選定したビット位置より該ＤＰＣＭ符号デ
ータよりもデータ長の短かい予定ビット数の（送信）主
データを取出すとともに、上記ピッ１ル位置をスケール
情報として取出す第２の処理と、上記主データを得る際
に実質的に切捨てられた下位データがある場合には該切
捨データを上記第１の処理で変換された後続のＤＰＣＭ
符号データに加算して上記第１の処理で得たＤＰＣＭ符
号データに代えて上記第２の処理に供する第３の処理と
、これら第１〜第３の処理の結果上記第２の処理で得ら
れた主データとスケール情報とを伝送系に送出する第４
の処理と、この第４の処理で送信された送信データを受
信し該受信データに基づき受信スケール情報に応じたビ
ットシフトを用いて受信主データをＤＰＣＭデータに変
換してＤＰＣＭ符号の復号復調を行う第５の処理とを行
なう方式である。

ところで、このような方式において、送信側の上記第２
．第３の処理の中心となるデータ圧縮部では、具体的に
は例えばアキュムレータを次のように動作させる。

すなわち、例えば１６ビツトの入力ＤＰＣＭ符号データ
は前回の送信主データの抽出により抽出・伝送されずに
アキュムレータに残った下位残余データ〈すなわち切捨
データ）と加算され、この加算後のデータの上位有効ビ
ット部分例えば８ピツ１〜が抽出され主データとして伝
送される。この結果再びアキュムレータには下位残余デ
ータが残る。ここで、上記主データを取出すビット位置
（上位有効ビット位置）は同一データブロック内では同
一であり、このピッ１ル位置を示す情報がスケール値と
してブロック毎に伝送される。

この場合、入力ＤＰＣＭ符号データがアキュムレータ内
の下位残余データと加算された結果、主データの伝送ビ
ット範囲を越える桁上りを生じ、オーバフローしてしま
うことがある。入力ＤＰＣＭ符号データの有効桁数はア
キュムレータでの加算が行われる前にブロック単位で予
め調べられ、ブロック内の最大値と伝送主データの桁数
との差がスケール値（≧０）となっているので、上記オ
ーバフローが生ずると有効ビット中層も重要な上位ビッ
トが伝送されず大きなエラーを生じてしまう。

第７図を参照して、ＤＰＣＭ符号に２’Ｓコンブリメン
トを用い且つスケール値が６で一定の場合における一例
を説明する。

前回の主データ抽出により、アキュムレータに残ってい
る下位残余データが第７図（ａ）に示すようにパ１１０
ｏ　ｏ　ｏ　”なるデータである状態で、同図（ｂ）の
ヨウニ”０００１１１１１１１０１ｉ　ｉ　ｏ　１”な
るＤＰＣＭ符号データが入力された場合、アキュムレー
タで両者が加算され、同図（Ｃ）に示すように’ｏｏｉ
　ｏｏｏｏｏｏｏｏ。

１１０１　”なるデータが得られる。スケール値は６で
あるので、この場合の伝送主データは同図（ｄ）に示す
ように°’　ｉ　ｏ　ｏ　ｏ　ｏ　ｏ　ｏ　ｏ　”とな
る。

この場合、原データでは最上位の符号ビットが、データ
が正であるにもかかわらず上述の桁上りにより正を示す
０″でなく負を示す１″となり、大きな誤りとなってし
まう。

このような不都合が発生するためには、＜ａ）正の入力
データであって１″が７個以上連続して存在すること、
（１））アキュムレータの内容（すなわち前回の下位残
余データ）と入力データの下位桁との加算結果が伝送主
データを取り出している伝送ビット位置以上に桁上りす
ること、の２つの条件が共に満される必要がある。した
がって、その発生確率は一般的にいっておよそ２の９ｆ
ｆｉ＝５１２回に１回程度という低いものではあるが好
ましいことではない。

そして、スケール値が直前のデータブロックから大幅に
下った場合には上述とほぼ同様のオーバフローの発生が
あり、この種のオーバフローの発生確率は非常に高くな
る。

第８図を参照してこの種のオーバフローの発生について
詳述する。この場合、ＤＰＣＭ符号はやはり２’Ｓコン
ブリメントとし、スケール値が６から１に変化するもの
とする。

前回の主データ抽出によりアキュムレータに残っている
下位残余データが第８図（ａ）に示すように’１１００
００”なるデータである状態で、スケール値が６から１
に変り、同時に同図（ｂ）ノヨうに”００００００００
１１０１１１０１　”なる入力データが与えられた場合
、アキュムレータで両者が加算され。同図（Ｃ）に示す
ような”０００００００１００００１１０１°′なるデ
ータが得られる。スケール値は“１′°となっているの
でこの場合の伝送主データは同図（ｄ）に示すように”
　ｉ　ｏ　ｏ　ｏ　ｏ　１ｉ　ｏ　”となって、やはり
最上位の符号ビットが桁上りにより負を意味する１″と
なってしまう。

このようなケースの発生する確率は一般的には２の４乗
＝１６回に１回程度と非常に高く大きな問題となる。

このように、上述のようなデータ圧縮を行なった場合の
エラーの発生は実用上大きな問題となる。

［発明の目的］ 本発明の目的とするところは、ＰＣＭ符号データを少な
いビット数で精度よく伝送して、しかも伝送データのオ
ーバフローエラーの発生確率を効果的に低減化し、伝送
精度を一層高め得る信号伝送方式およびその実施に直接
使用する受信装置を提供することにある。

［発明のｍ要］ 本発明は、上記伝送主データとして、上記データブロッ
クの最初のデータのみを他のデータより多いビット数に
設定し、上位ビットを余分に伝送することにより、上記
オーバフローエラーの発生を防止することを特徴として
いる。

［発明の実施例］ まず、本発明の原理について説明する。

伝送主データに対するオーバフローが最も多く生じるの
は先に述べたようにスケール値がデータの絶対値の減少
方向に変化したときである。すなわち、伝送主データと
して原データ（予備変換データ）の上位を伝送していた
状態から下位を伝送する状態に変化したときである。こ
のような場合には、上述したアキュムレータに残ってい
たデルタ内容が伝送データに比べて充分に小さいとはい
えなくなり、両者を加算することによってオーバフロー
が発生する確率が極めて高くなる。ところが、ここで注
目すべきことは、このようにオーバフローの発生確率が
高’ＱＸのは常にデータブロックの最初のデータであり
、データブロック中の２番目以下のデータについては通
常の非常に低い発生確率でしかない、という点である。

したがって、本発明方式の実施例である第１の実施例は
各データブロックの最初の伝送主データのみを他の伝送
主データよりも例えば１ピット大きいビット長として伝
送するものである。

例えば、伝送主データのビット長が基本的に８ビツトで
構成されている場合においてはデータブロックの最初の
伝送主データのみを９ビツトで伝送する。先に説明した
第８図の場合のようにアキュムレータ内に残った下位残
余データと新たな（後続の）原データとの加算により伝
送ビット内にオーバフローが生じた場合、これを８ビツ
トで伝送したのでは、例えば２　＋　ｓコンプリメン１
〜等の場合、正の値が負になるなど大きな誤りとなる。

これに対して、本実施例ではデータブロックの最初だけ
１ビット多く９ビツトで伝送するので、８ピントでは正
のデータでありなからオーバフローによって’１０００
０１１０”と負の値として送られてしまうデータも、正
しく”０１００００１１０’″とデータの頭に正を示す
０″が付加されたデータとして伝送される。

このように、ブロックの最初の伝送主データのみ他の伝
送主データよりも伝送ビット長を長くすれば、他の（ブ
ロックの最初でない）データは短いビット長で良い。こ
れが本発明の特徴である。

ここで、何故このように最初の伝送主データのみビット
長を長くする必要があるのかということについて、具体
的な一例を示す第９図を参照して詳細に説明する。

下位残余データが累積された結果としてアキュムレータ
に残っているデータが第９図（ａ）に示すように“”０
１１００１”であるとする。このときスケール値は６で
ある。ここで同図（ｂ）に示すように原データであるＤ
ＰＣＭ符号データ゛０００１１０１００１０１００１０
”が与えられると、両者が加算されて同図（Ｃ）に示す
ような”０００１１０１００１１０１Ｃ）１１”なるデ
ータを得る。このとき依然としてスケール値は６である
ので、同図（ｄ）に示す”　０１１０１００１　”なる
データが主データとして伝送される。したがってアキュ
ムレータには同図＜８＞に示す’１０１０１１　”なる
データが残る。この状態でそのデータブロックが終了し
、次のデータブロックの最初に、同図（ｆ）に示す’０
０００００００１１０１１０１０”なるデータが与えら
れ、同時にスケール値が１に変化したとする。この場合
、アキュムレータで加算された結果は同図（ｌに示すよ
うに０００００００１０００００１０１”となり、伝送
主データとして８ビツトのデータを取出すならば、”　
１０００００１０　”が伝送主データとなって２’ｓコ
ンブリメント等では極性が逆転し大きなエラーとなるが
、本実施例ではこのとき、伝送主データとして９ビツト
のデータを取出し伝送するので、同図（ｈ）に示す’０
１０００００１０″が伝送主データとなる。そして、ス
ケール値が１であるのでアキュムレータには同図（ｉ）
に示す′１″なるデータが下位残余データとして残る。

このように、スケール値が６から１へと急に小さくなっ
た場合には、それ以前のアキュムレータの内容（第９図
（ｅ））は与えられる原データ（第９図（ｆ））に比し
て充分に小さくはないため、加算結果（第９図（Ｑ））
は所定のスケール）直１からオーバフローしている。こ
のため、与えられたスケール値１にしたがってもしも８
ビツトの主データを取出しくアキュムレータに１ビツト
残してその上位８ビツトを取出し）伝送すると、伝送主
データの最上位ビットが“′１″となり負のデータとな
ってしまうが、このときの伝送主データを９ビットとす
ることによりこのような誤りは効果的に防止できる。す
なわち、ブロックの最初のみ９ビツトとすれば以後はア
キュムレータ内の桁数はスケール値に対応する１桁であ
り、伝送主データに比しアキュムレータ内のデータは充
分に小さくなり、したがってオーバフローはほとんど生
じなくなる。このようにオーバフローの発生確率が低下
すれば、ここには示していない種々の手段により対策す
ることができる。

このようにした場合における伝送量の増大は、１ブロツ
クについて１ビツト増加するだけであるので、極めて僅
かである。

例えば１ブロツクが３２サンプルで構成されている場合
には、１ブロツクの伝送データ量は、本発明を適用しな
い場合は、８ビツトＸ３２＋３ビツト（スケール情報）
＝２５９ビットであり、本実施例では１ビット増えて２
６０ビツトとなる。

したがって、伝送量の増大率は１ブロツクあたり０．４
％にもならず、事実上問題になることはない。

なお、上述ではスケール値が６から１に変化する場合に
ついて説明したが、上述と同様のケースで、データの減
少方向についてのスケール値の最大変化量がこれより大
きい場合には、ブロックの最初のデータのビット長の増
大量を上述より大きくする必要が生ずる。

例えば、スケール値が６から１に変化した場合にはブロ
ックの最初の伝送主データを他の伝送主データよりも２
ビット多く１０ビツトとしなければならない。すなわち
第１０図に示すように１６ビツトの原データからスケー
ル値６で８ピッ］−のデータが取出されて伝送されてい
たブロックの最後にアキュムレータに残されるデータは
最大８ビツトであり、このデータが次のブロックの最初
の原データと加算されて桁上がりが生じた場合、２’ｓ
コンブリメントの極性情報はＬＳＢから１０ビツト目よ
り上位に現われる。したがって、この状態でスケール値
が０となった場合、伝送主データを１０ビツトとしなけ
れば上記極性情報が送れないことになる。

このように、ブロックの最初の主データの伝送ビット数
の増加量は２ビツト必要な場合もあるし、３ビツト必要
となる場合も生じ得る。しかしながら、この値は原デー
タと伝送主データのビット数により定まるものであり、
したがって設計によって１ビツトの増加にとどめるよう
にすることもできるし、２ビツト以上の値に設定するこ
ともできる。

また、上述では原データであるＤＰＣＭ符号データが２
’Ｓコンブリメントで伝送される場合について説明した
が、原データの符号が通常のバイナリコードである場合
も、その他の符号である場合も上述と実質的に変わるこ
とはない。

なお、上述では単にデータブロックの最初の伝送主デー
タのビット数を増加させるものとして説明したが、オー
バフローが生ずるのはスケール値が減少するとき、つま
り原データの絶対値が減少する方向にスケール値が変化
するときがほとんどであるので、スケール値の変化方向
によって上述の伝送主データのビット数℃増加を制御す
るようにしでもよい。

すなわち、基本的には全てのデータブロックについて最
初の伝送主データのビット数を増加させるだけでも実際
上充分な効果が得られるが、この場合本来不要な伝送ビ
ット数の増加を相当量含むことになり、伝送効率の点で
好ましくない場合もある。そこで、オーバフローの生じ
にくい方向へのスケール値め変化時には、伝送ビットの
増加を制限し、伝送ビットの増加量をＯとしたり他の場
合より少なくしたりすれば、より効率の良いデータの伝
送が可能となる。

次に、このような本発明方式の実施に直接使用する本発
明装置の具体的な実施の一態様を示す第２の実施例につ
いて説明する。この実施例では、上述したスケール値の
変化方向に関連した伝送ビットの増加量の制御を行なっ
ており、スケール値がデータの絶対値の減少方向へ変化
するときにのみ伝送ビット数の増加処理を行なうように
している。

第１１図は本実施例の送信側の構成を、第１２図は本実
施例の受信側の構成をそれぞれ示すものである。

第１１図において、第１図と同様の部分には同符号を付
してその詳細な説明を省略する。

すなわち、１はオーディオ信号等のアナログ原信号入力
をディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、２はＡ／
Ｄ変換されたＰＣＭ符号データを１サンプル分遅延する
サンプル遅延回路、３はＰＣＭ符号データの連続する２
サンプル間の差分をとる差分器であり、差分器３の出力
として例えば１６ビツトのＤＰＣＭ符号データが得られ
る。１４は例えばメモリを用いて構成されるブロック遅
延回路であり、差分器３から出力されるＤＰＣＭ符号デ
ータを１デ一タブロツク分遅延させる。１５はスケール
決定回路であり、差分器３から出力されるＤＰＣＭ符号
データ１ブロック分の全データから各データブロック内
のサンプルデータの絶対値の最大値を検出して、その検
出値をもとにブロック毎のスケール値を設定し、該設定
スケール値を例えば桁シフト不要の場合を含めて４ビツ
トのデータとして出力する。

なお、上述は符号に正負の存在する２’ｓコンブリメン
トを用いている場合を前提としており、スケール値がサ
ンプルデータの絶対値の最大値で決せられるものとして
説明したが、他の符号を用いる場合にはその符号に見合
った他の方式によってスケール値の検出を行なう必要が
生ずる場合もあり得る。

１６はアキュムレータ部、１７はデータ圧縮回路であり
、これら両者により先に説明したデータ圧縮部の機能を
実現している。

すなわち、アキュムレータ部１６は上述したアキュムレ
ータ自体にほぼ相当する部分であり、例えば１６ビツト
のフルアダーと８ビツトのホールドレジスタを備えてい
る。そして、上記フルアダーの出力のうちスケール決定
回路１５から与えられるスケール値に応じた下位数ビッ
ト分、つまり上記下位残余データ相当分をボールドする
。上記フルアダーはブロック遅延回路１４から与えられ
るＤＰＣＭ符号データと上記ホールドレジスタに保持さ
れた前回の下位残余データとを加算する。

このフルアダーの加算結果はそのままデータ圧縮回路１
７に与えられる。データ圧縮回路１７は圧縮データを取
出す部分であり、アキュムレータ部１６のフルアダーか
ら与えられる１６ビツトのデータから、スケール決定回
路１５から与えられるスケール値に対応するビット位置
の予定ビット数のデータを取出す機能と、上記スケール
値の変化を検出して該スケール値が減少方向に変化した
ときにのみ、そのブロックの最初のデータについて上記
予定ビット数（データ取出しのピッ１〜数）を上位桁側
について増加させる機能とを有している。

すなわち、データ圧縮回路１７は、この場合、基本的に
は８ビツトのデータを上記フルアダーの出力から取出し
て伝送主データとするものとすれば、スケール値が減少
したときのブロックの最初のデータのみビット数を上位
側に増加させて例えば９ビット取出し、他の場合は上述
の８ビツトを取出して伝送主データとして出力する。

この８または９ビツトの伝送主データとスケール決定回
路１５から出力されるブロック毎の４ビツトのスケール
情報データとが送信回路１８に供給され、両データがパ
ラレルデータからシリアルデータに変換されるとともに
時分割的に多重化されて直列的に伝送系に送出される。

また、１９はコントロールシーケンサ部であり、上記各
部すなわちＡ／Ｄ変換器１、サンプル遅延回路２、差分
器３、ブロック遅延回路１４、スケール決定回路１５、
アキュムレータ部１６、データ圧縮回路１７および送信
回路１８の各部をそれぞれ所定のタイミングで所定のご
とく動作させるため、各部に制御信号を与えている。な
お、データ圧縮回路１７でスケール値の減少が検出され
た際には、このデータ圧縮回路１７からコントロールシ
ーケンサ部１９にその旨の信号が入力され、コントロー
ルシーケンサ部１９から送信回路に１８に対し伝送主デ
ータの１ビツト増加に対応する制御指令が与えられる。

以上が本実施例における送信側の構成であり、次に本実
施例の受信側の構成を説明する。

第１２図において、２０は、伝送系から入力された伝送
信号から、この場合、８または９ピントの主データと４
ビツトのスケール情報データを分離し且つ両データをそ
れぞれシリアルデータからパラレルデータに変換するた
めの受信回路である。

この受信回路２０は、スケール値が減少方向に変化した
ことを検出して後述するコントロールシーケンサ部に２
７にその旨の信号を与える機能と、該コントロールシー
ケンサ部からそれに対応して返送される制御信号に応動
して上述のスケール値変化時のビット数の変化に応じた
伝送主データ分離のビット数制御を行なう機能をも有し
ている。

２１はシフトクロック発生部であり、受信回路２０から
入力されたスケール情報データに基づいてシフトすべき
ビット数に対応するシフトクロックを出力する。２２は
例えばシフ１〜レジスタを用いたデータ伸長回路であり
、受信回路２０から入力された主データすなわち圧縮Ｄ
ＰＣＭ符号データ（８ビツト）をシフトクロック発生部
２１から与えられるシフトクロックによってこの場合上
位ヘビットシフトし１６ビツトのＤＰＣＭ受信データに
伸長する。なお、このデータ伸長に際し２ｊ　ｓコンブ
リメントの符号で全体の動作が行なわれるように作られ
ている場合には、シフトの回数に関連し、主データ（圧
縮ＤＰＣＭ符号）のＭＳＢにある極性符号と同じもの（
Ｏまたは１）がシフトレジスタの上位に連続して位置す
るように処理される。すなわち、このデータ伸長回路２
２において８ビツトの主データはそのデータの属するブ
ロックのスケール情報に応じたビットシフトが施され、
ＤＰＣＭ受信データに変換される。２３はこの場合１６
ビツｌ〜の全加算器からなる加算回路であり、第１図に
おける加算器４に対応し、データ伸長回路２２から出力
されたＤＰＣＭ受信データを加算累計して１５ビツトの
Ｐ　Ｃ，Ｍ受信データとして出力する。２４はデータホ
ールドレジスタであり、第１図における遅延回路５にほ
ぼ相当し１サンプル前の加算回路２３の出力ＰＣＭ受信
データすなわち１サンプル前までの累計値を保持し、そ
のまま加算回路２３に入力して最新のデータ伸長回路出
力（ＤＰＣＭ受信データ）との加算に供する。２５は第
１図のＤ／Ａ変換器６にほぼ相当するＤ／Ａ変換器であ
り、データホールドレジスタ２４に保持された１５ビツ
トのＰＣＭ受信データをアナログ値に戻す。２６はＤ／
Ａ変換器２５の出力から不要な高周波成分を除去するロ
ーパスフィルタであり、この出力としてオーディオ信号
等のアナログ信号が得られる。

また、２７はコントロールシーケンサ部であり、上記各
部、すなわち受信回路２０、シフトクロック発生部２１
、データ伸長回路２２、データホールドレジスタ２４等
の各部をそれぞれ所定のタイミングで所定のごとく動作
させるため、各部に制御信号を与えるとともに、上述し
た受信回路２０の主データ分離に際してのビット数の制
御を行なう。

次に上述した構成における動作について説明する。

まず送信側において、アナログ原信号（例えばオーディ
オ信号）はＡ／Ｄ変換器゛１でＰＣＭ符号データ（１５
ビツト）に変換され、サンプル遅延回路２で遅延された
１サンプル前のデータとの差分が差分器３で算出されＤ
ＰＣＭ符号データ（１６ビツト）に変換される。

このデータはスケール決定回路１５に与えられ、所定数
のサンプルからなる１ブロツク分のＤＰＣＭ符号データ
から最大差分（差分には正負があるので正確には差分の
絶対値すなわち差が最も大きな値）がめられて該最大差
分に応じたスケール値（桁シフト情報）データ（４ビツ
ト）がこのスケール決定回路１５から出力される。

このスケール決定回路１５の設定スケール値出力はブロ
ック毎に更新され、１ブロツクのＤＰＣＭ符号データに
共通のスケール値データとなる。

このスケール情報検出の時間ずれを補正するためブロッ
ク遅延回路１４で１ブロツク分遅延されたＤＰＣＭ符号
データがアキュムレータ部１６およびデータ圧縮回路１
７で逐次スケール値に応じてデータ圧縮される。すなわ
ち、アキュムレータ部１６では、下位残余データが保持
されているホールドレジスタの内容とブロック遅延回路
１４から出力されるＤＰＣＭ符号データとがフルアダー
で加算されるとともに、この加算結果の下位残余データ
相当分（すなわち、スケール値に対応する下位数ビット
のデータ）が上記ホールドレジスタに保持され次のＤＰ
ＣＭ符号データとの加算に供される。上記フルアダーの
加算結果はそのままデータ圧縮回路１７に与えられる。

データ圧縮回路１７では、スケール決定回路１５から与
えられるスケール値の変化が検出され、アキュムレータ
部１６（のフルアダー）から与えられる１６ビツトのデ
ータから、上記スケール値が減少方向に変化したときに
はそのブロックの最初について９ビツト、他の場合には
８ビツトのピット数で、上記スケール値に応じたビット
位置（この場合取出すデータの１８８に対応する位置を
基準とする）のデータが抽出される。

これは実質的に先に述べたブロック遅延回路１４から出
力されるＤＰＣＭ符号データをスケール決定回路１５か
ら出力されるスケール値に応じた上位有効ビットを通常
の場合で８ビツト、スケール値が減少方向に変化したと
きの最初のデータのみについては上位に１ビット加えて
９ビット取り出し主データとして出力するとともに、下
位ビットの切捨てが行なわれたときはその切捨（下位残
余）データを残しておき、次のＤＰＣＭ符号データに加
算して同様のデータ圧縮、切捨データ加算処理に供する
ことに相当する。このため、主データで伝送されなかっ
た桁落ち切捨分の下位残余データ、は次のＤＰＣＭ符号
データと加算され累積されるので、実質的に後続の主デ
ータに含められる。

この主データとスケール情報データが送信回路１８を介
して伝送系に送出される。なお、送信回路１８における
時分割合成に際しスケール情報データを介挿するため必
要に応じて主データ列を時間軸圧縮するなどの処理を施
してもよいことはいうまでもない。

ＰＣＭが基準レベル例えば０レベルからの符号を含む値
を伝送するのに対し、ＤＰＣＭはサンプル間の差分を伝
送するため、オーディオ信号等の周波数がサンプリング
周期に比して非常に高い場合には正のピーク値付近と負
のピーク値付近の差分がＤＰＣＭ符号となる場合があり
、このためＤＰＣＭ符号データの最大ビット数はＰＣＭ
符号データより１ビット多く必要となる。したがって上
述では１５ビツトのＰＣＭ符号データから１６ビツトの
ＤＰ、ＣＭ符号データを得、これを８および９ビツトの
主データで伝送するためのスケール値は桁シフト不要の
場合を含めて９種となり、４ビツトのスケール情報デー
タとしている。

このようにして伝送系に送出された送信データを受信す
る受信側の動作について説明する。

伝送系から与えられる伝送信号はこの場合シリアル化さ
れ時分割多重化された圧縮ＤＰＣＭ符号からなる８およ
び９ビツトの主データとデータブロック毎のこの場合４
ビツトのスケール情報データで構成されている。この伝
送信号が与えられる受信回路２０では、受信信号からス
ケール情報データと主データとが分離されるとともにこ
れら両データがパラレル化され、それぞれ出力される。

具体的にはこの受信回路２０とコントロールシーケンサ
部２７の連携動作により、例えば、受信信号からブロッ
ク毎のく例えば、必要に応じて適宜付加された同期デー
タ等に基づいて）スケール情報がまず分離抽出され、こ
れよりスケール値の減少方向への変化が検出される。そ
して、この減少方向への変化が検出されたときはそのス
ケール情報データに続く当該ブロックの最初のデータと
して９ビツト、そうでない場合は８ビツトずつが主デー
タとしてそのブロックの期間、なわちすなわち次のスケ
ール情報の分離抽出まで逐次抽出される。これら受信主
データと受信スケール情報データは受信回路２０からそ
れぞれデータ伸長回路２２とシフトクロック発生部２１
に入力される。シフトクロック発生部２１からは受信ス
ケール情報データに対応するシフトクロックが出力され
、このシフトクロックがデータ伸長回路２２に与えられ
８ビツトの受信主データに桁シフト（ビットシフト）が
施され、且つ２°Ｓコンブリメント符号の場合には上位
ビットが慢性ビットで埋められて、１６ビツトのＤＰＣ
Ｍ受信データに変換される。

このとき桁シフトにより生ずる下位の空白ビットには例
えばＯデータが付加される。このＤＰＣＭ受信データが
加算回路２３に与えられ、データホールドレジスタ２４
に保持されている１サンプル前の加算回路２３出力デー
タと加算される。すなわち、この加算回路２３の出力デ
ータは［ｌＰＣＭ受信データの累計（積分）値、つまり
１５ビツトのＰＣＭ受信データである。このＰＣＭ受信
データはデータホールドレジスタ２４を介してＤ／Ａ変
換器２５で逐次Ｄ／Ａ変換され、さらにローパスフィル
タ２６で不要な高周波成分が除去されて例えばオーディ
オ信号等のアナログ信号として出力される。

このようにして、送信側で切捨部つまり桁落ち部を累積
して以後の送信データに反映させた送信データを受信し
て有効な復号復調を行なうことができるため、８ビツト
の主データを受信するだけで実質的に９ビツト以上での
受信に相当する精度が実現される。

上述のように、送信側でのデータ圧縮に際してのスケー
ル値の変動に伴なうオーバフローの発生を極めて効果的
に防止することができ、少ないビット数で伝送可能な高
効率ＰＣＭを有効に実現することができる。

なお、上述では特に説明していないがオーバフローの発
生確率が低くなれば、種々の方法によって、得られるデ
ータを訂正あるいは補正するなど実質的にオーバフロー
の影響を受けないように対策することが可能である。

なお、本発明は上述し且つ図面に示す実施例にのみ限定
されることなく、その要旨を変更しない範囲内で種々変
形して実施することができる。

例えば、アキュムレータ部１６とデータ圧縮回路１７で
構成される部分の機能を他の構成、例えば桁落ち部の累
積加算による伝送筒データへの桁上げ情報検出と、規（
予備変換データ）からの伝送データの抽出とをそれぞれ
異なる部分で並列的に行なうようにするなどしてもよい
。要はブロックの最初の伝送主データのみ伝送ビット数
を増やしてオーバフローを防ぎ、伝送を行なうようにず
ればよい。

また、本発明はＤＰＣＭに限定されるものではなく通常
のＰＣＭの圧縮に用いてもよいことはもちろんであり、
送信側で上記実施例と実質的に同様なアキュムレータ動
作を用いているりのであればどのようなシステムに適用
してもよいこともいうまでもない。

すなわち本発明はＤＰＣＭ方式において用いられた場合
に最大の効果を発揮する。何故ならば、ＤＰＣＭ受信に
は積分器を必要とし、本発明では７キユムレ一タ動作に
より積分値が正しくなるようにして伝送しているからで
ある。

しかしながら、通常のＰＣＭ方式において本発明を用い
てデータ圧縮伝送を行なっても、受信側のディエンファ
シス回路が積分器にほぼ等しい動作を行なってデータを
正しい値に近付ける。そして、オーバフローエラーの低
減による伝送制度の向上、積分値が正しくなるようにデ
ータが送られることに基づくノイズの白色化等の重要な
効果が得られる。

また、上述におけるディジタル処理機能の一部または全
部をコンピュータを用いて実現してもよい。

さらに、スケール情報は、主データ取出しのビット位置
の基準を逆に（上位８桁７を基準に）設定し、第５図（
ａ）をスケール情報「ア」、同図（ｂ）を「６」、同図
（Ｃ）を「０」として、２進行号化するなどしてもよい
。

なお、本発明をステレオオーディオ信号の伝送に用いる
場合に左右両チャンネルの伝送データを交互に伝送して
時分割多重化を図ることなど通常のディジタルオーディ
オ技術等で行われている種々の技術を併用しても良いこ
とはもちろんである。

［発明の効果］ 本発明によれば、ＤＰＣＭ符号データを少ないビット数
で精度よく伝送して、しかもデータ圧縮時のオーバフロ
ーエラーの発生を効果的に防止し、エラー補償をも容易
にして伝送精度を一層高め得る信号伝送方式およびその
実施に直接使用する受信装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は差分ＰＣＭの一例を説明するためのシステムブ
ロック図、第２図および第３図は通常のＰＣＭと差分Ｆ
）ＣＭの相違を説明するための図、第４図はＰＣＭにお
けるデータ圧縮の一例を示すシステムブロック図、第５
図および第６図は同例を説明するための図、第７図およ
び第８図は同例におけるオーバフローエラーの発生を説
明するための図、第９図は本発明の第１の実施例の原理
を説明するための図、第１０図は同実施例における伝送
主データのビット数増加量を説明するための図、第１１
図および第１２図は本発明の第２の実施例におけるそれ
ぞれ送信側および受信側の構成を示すブロック図である
。 １・・・Ａ／Ｄ変換器、２・・・サンプル遅延回路、３
・・・差分器、１４・・・ブロック遅延回路、１５・・
・スケール決定回路、１６・・・アキュムレータ部、１
７・・・データ圧縮回路、１８・・・送信回路、２０・
・・受信回路、２１・・・シフトクロック発生部、２２
・・・データ伸長回路、２３・・・加算回路、２４・・
・データホールドレジスタ、２５・・・Ｄ／Ａ変換器、
２６・・・ローノベスフィルタ。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 ＋ｌＩＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　予定時間毎のデータ群からなるデータブロック
   単位でＰＣＭ符号原データのブロック内最大値を検出し
   、該検出値に基づいてスケール値をめ、上記原データの
   該スケール値に対応するビット位置から予定ビット数の
   データを逐次取出すとともにその実質的な下位残余デー
   タを後続の原データに加算して、上記原データより少な
   いビット数であって該原データの上位有効ビットがおお
   むね優先された主データを得、この主データと上記スケ
   ール値を示すスケール情報とを伝送系で伝送し、これを
   受信して受信主データを受信スケール情報に応じてピン
   トシフ１〜して上記原データと等しいビット数の再生デ
   ータを得る信号伝送方式において、上記伝送主データは
   、上記データブロックの最初のデータのみを他のデータ
   よりビット数を多く設定し、上位ビットを余分に伝送す
   るようにしたことを特徴とする信号伝送方式。 （２）　ＰＣＭ符号原データはＤＰＣＭ符号データであ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の信号伝
   送方式。 （３）　データブロックの最初のデータのみを他のデー
   タよりビット数を多く設定し、−上位ビットを余分に伝
   送するのは、スケール値がデータの絶対値の減少方向へ
   変化する場合にのみ実施し、他の場合には伝送主データ
   のビット数を変化させないようにすることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項または第２項に記載の信号伝送方
   式。 ＜４）　ＰＣＭ符号原データの予定時間毎のデータ群か
   らなるデータブロック単位で選定された各ブロック内最
   大値に基づくスケール値に対応するビット位置から、上
   記データブロックの最初のデータのみについては他のデ
   ータより上位ビットを余分に含むようにビット数を多く
   設定された、予定ビット数のデータを上記原データより
   逐次取出して主データとするとともにその実質的な下位
   残余データを後続の原データに加算して、上記原デ−夕
   より少ないビット数で且つ該原データの上位有効ビット
   がおおむね優先された主データを得、上記スケール値を
   示すスケール情報と上記主データとを含む伝送信号を受
   信する受信装置において、受信主データを各データブロ
   ックの最初のデータのみ他のデータよりも多いビット数
   としてそれぞれ予定ビット数で取込むデータ取込み手段
   と、この手段で取込まれた受信主データを受信スケール
   情報にしたがってデータ伸長するテ゛−タ伸長手段と、
   この手段で得られた伸長データを復号復調する復号復調
   手段とを具備したことを特徴とする受信装置。 （５）　復号復調手段は伸長データを実質的に積分する
   手段を含むことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載
   の受信装置。 （６）　ＰＣＭ符号原データはＤＰＣＭ符号データであ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の受信装
   置。 （７）　ＰＣＭ符号原データの予定時間毎のデータ群か
   らなるデータブロック単位で選定された各ブロック内最
   大値に基づくスケール値に対応するビット位置から、上
   記スケール値がデータの絶対値の減少方向へ変化する場
   合の上記データブロックの最初のデータのみについては
   他のデータより上位ビットを余分に含むようにビット数
   を多く設定された、予定ビット数のデータを上記原デー
   タより逐次取出して主データとするとともにその実質的
   な下位残余データを後続の原データに加算して、上記原
   データより少ないビット数で且つ該原データの上位有効
   ビットがおおむね優先された主データを得、上記スケー
   ル値を示すスケール情報と上記主データとを含む伝送信
   号を受信する受信装置において、受信スケール情報から
   上記スケール値の変化方向を判別するスケール変化判別
   手段と、この手段に応動し上記スケール値がデータの絶
   対値の減少方向へ変化する場合には受信主データをデー
   タブロックの最初のデータのみ他のデータよりも多いビ
   ット数とし、他の場合にはデータブロック内について一
   様の上記他のデータと同様のビット数としてそれぞれ予
   定ビット数で取込むデータ取込み手段と、この手段で取
   込まれた受信主データを上記受信スケール情報にしたが
   ってデータ伸長するデータ伸長手段と、この手段で得ら
   れた伸長データを復号復調する復号復調手段とを具備し
   たことを特徴とする受信装置。 （８）　復号復調手段は伸長データを実質的に積分する
   手段を含むことを特徴とする特許請求の範囲第７項記載
   の受信装置。 （９）　ＰＣＭ符号原データはＤＰＣＭ符号データであ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第８項記載の受信装
   置。