JPS6051011A - 同期検波装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、イ／ビーダ／ス測定器等で使用する同期検波
装置に関する。

〔従来技術〕

ラジオ周波数の信号レベルを正確に測定することは、受
信料の測定および他の多くの応用面で重要である。その
ような測定はたとえば信号発生器の校正や減衰址測定な
どのように、不変調信号あるいは連続波（ＣＷ）信号な
測定するときには特に重要である。信号レベルが低いと
き被測定信号に加算されたランダムノイズは信号レベル
の測定において誤差要因となり、信号レベルが減少する
につれてノイズに起因する誤差比率は増加する。

従来から、ランダムノイズに埋れた低レベル信号の測定
精度を上げるために、いくつかの解決法が提案されてき
た。１つの解決法は検波前、すなわちＲＭＳ（実効Ｊｉ
り検波、または平均直換波する前に信号を狭い帯域幅の
フィルタでろ波することである。そうすることによって
ノイズの影響は減少する。しかしながら、検波前に狭帯
域にすると測定プロセス中の狭帯域幅フィルタの中心に
信号を同調させることはむすかしくなる。さらに、検波
帯域幅が狭くなるにつれて測定は信号の残留位相変調（
ＰＭ）および残留周波数変調（ＦＭ）に影響されやすく
なる。ＰＭおよびＦＭの影響によりフィルタ帯域幅の外
側に落ちる変調成分に起因する誤差が生ずる。このため
信号をフィルタ帯域幅の中心に正確におくことは困難と
なる。さらにフィルタ帯域幅が狭いと信号の周波数ドリ
フトにより影響されやすくなる。したがって、信号がフ
ィルタ通過帯域外にドリフトすると誤差が生ずる。これ
ら誤差の定性的解析な以下に述べる。

従来のもう１つの解決法は検波後にノイズ誤差を補正す
ることである。しかしながら、この解決法ではＳＮ比（
ＳＮ比）が常にわかっていなければならない。ＳＮＲを
知るためにはノイズレベルを測定しなければならない。

このためには計器から信号を取り除き、ノイズを測定せ
ねばならず、したがって、測定プロセスが複雑になる。

さらに、ノイズレベルと信号レベルとの差が非常に小さ
いとき５ＮＦＬ測定は非実用的で、不正確なものになる
。

なお従来におけるも５１つの解決法は同期検波装置であ
り、ノイズに起因する直流誤差を除去することができる
。１つの主要な問題はどこで必要な同期信号を得るかと
いうことである。たとえ被測定信号の高レベルサンプル
が得られても、高い周波数ではシステム内の必要な同期
信号が測定システムに漏れるという欠点がある。これは
測定している低レベルの信号に加わりマスクしてしま％
この問題に対処するため常に低い周波数で動作する位相
ロックループ（ＰＬＬ）を使い同期検波装置用の基準信
号を導出することが提案されてき旭ＰＬＬにより得られ
た基準信号は低レベルの信号をマスクする問題を減らし
はするが、またロックしている信号のノイズや位相変調
あるいは周波数変調に反応する。ループ帯域幅を減少す
ることにより位相ノイズのレベルを下げることができる
。

しかしながら、帯域幅を減少することによりドリフト信
号あるいは広帯域の信号を追跡することはよりむずかし
くなる。これは次の解析から明白である。

理想的な同期検波装置において、同期検波は入力信号と
同じ周波数および位相を持つ別の信号でミキシングし、
ＯＨｚ　に落とすこと罠より実現される。ここで使われ
るミクサはスイッチング式の掛算器である。入力信号な
■Ｂ　ｃｏｓｗｃｔ、スイッチング信号を２（ｃｏｓｗ
ｃｔ＋　（１／３　）　ｃｏｓ　３ｗｃｔ　十（１１５
）ｃｏｓ　５　ｗｃｔ＋・・・・・・〕で表わすと掛算
器出力ＶｏはＶｏ（ｔ）＝＝（Ｖｓ）（１＋ｃｏｓ２ｗ
ｃｔ−（１／３　＞Ｃ０８２ＷＣｔ＋−・・’Ｊ・・・
・・・・・・（１） で表わされる。この出力を低域通過フィルタに通して処
理し、Ｖｓ、すなわち入力信号レベルに比例した直流成
分を残す。もし入力信号が振幅変調されていればそれは
復調されて同期検波装置の出力に現われる。

入力５ＮＩ（が高いとき検波の直線性はスイッチング掛
算器の特性によって決定される。結果としてｌＯデシベ
ルの入力変化に対して約０．００３デシベルの非直線性
が可能となる。しかしながらＳＮＲが減少すると複雑な
事態が持ち上がる。この場合、かなりの非直線性が結果
として生ずる。

従来の同期検波装置において、同期検波回路の大部分は
ミクサに必要な高レベル局部発振器（ＬＯ）入力信号を
発生させるのに用いられる。この信号は試験入力信号と
同相でなければならず、たとえば数ｋＨｚ　以上もドリ
フトするような入力に追従できなければならない。これ
を実現するために電圧制御発振器（ＶＣＯ）を入力信号
に位相ロックしＬＯ倍信号発生する。このための位相ロ
ックループではＶＣＯは入力信号に対して直角に位相ロ
ックする。結果としてＬＯと入力信号との位相間系をゼ
ロ度にするためにＶＣＯの出力は９０度移相される。

第２図は従来の同期検波装置のブロック図である。

第２図において、２０１は位相検波器、２０２はループ
フィルタ、２０３はｖＣＯ１２０４ハ９０°移相器、２
０５は同期検波器、２０６は低域通過フィルタである。

総合ループレスポンスと同様に同期検波装置の誤差性能
はこのシステムにおいては位相ロックループフィルタ２
０２によって決定される。

一般に同期検波により伝統的な包絡線検波技術に比ベノ
イズ性能はかなり改善されるが欠点もある。たとえば、
３０　ｋ　Ｈｚの帯域幅の加算白色雑音によって囲まれ
た４５５ｋＨｚの不変調キャリアから成る入力信号につ
いて考慮すると該ノイズを２１１１ｉ１の独立成分に分
離することができる。すなわち、同相分ｎ　ｉ　（ｔ）
および直角成分ｎｑ（ｔ）である。これらの成分は相関
のない確率信号であり、この例では１５　ｋＨｚに帯域
幅制限されている。結果として合成入力信号Ｖｉ（ｔ）
は次のように表わすことができる。

Ｖｉ（を戸Ｖｇ　ｃｏｓｗｃｔ　＋ｎ１（ｔ）　ｃｏｓ
ｗｃｔ　−ｎｑ（ｔ）　ｓｉｎｗｃｔ・・・・・・（２
） ＬＯ倍信号理想信号、すなわち２ｃｏｓｗｃｔとみなし
、基本線形アナログ乗算をほどこせば式１はまた次のよ
うに表わすことができる。

Ｖｃ（ｔ）＝Ｖｇ＋　ｎｌ（ｔ）＋（Ｖｌ　＋　ｎｌ（
ｔ）　）　ＣＯ８２ｗｃｔ−ｎｑ　（ｔ）　ｓｉｎ　２
　ｗｃｔ　−−−…・・・・・・・・・（３）この結果
から同期検波の使用に関して２つの事実がわかる。第１
に出力ではノイズは加算的である。ノイズは検波器にお
けるように入力信号に掛けられていない。結果として所
望信号ｖｓは常に再生可能である。出力ノイズは必要な
ときはいつでも出力に低域通過フィルタを加えることに
より減少できる。第２の事実は同相ノイズ成分だけがベ
ース帯域に変換されるということである。直角成分は除
去される。ダウンコンバートされると入力キャリアの両
側の加算ノイズ側帯域が折り重ねられ、２つの側波帯は
相関がないので電力レベルが加算される。逆にＬＯはキ
ャリアと同期しているため入力信号のピーク値は出力に
直接変換される。

その結果、所犠出力成分の電力は入力信号電圧のピーク
に関係する。不要ノイズ出力電力はＲＭＳノイズ入力電
圧に関係する。しかしながら、同期検波のこれら２つの
事実はＬＯ倍信号入力信号と正確に同相にある理想的な
同期検波に対してのみ有効である。同期検波装置の実現
に関連した問題の大部分は位相ロックループが正確な同
相ＬＯ信号を供給できないことから起こる。

従来のいかなる同期検波装置でも直面する現実の１つは
入力信号の残留位相変調（ＰＭ）の存在が避けられない
ことである。従来の同期検波装置は特ＫＣＷ信号を使用
するように設計されていも入力信号に位相変動がある場
合、位相ロックループは位相変調に追従しようとする。

もし゛、ＰＬＬの帯域幅が十分広く入力信号に含まれる
１−べての位相変調側帯域な受容できれば、ｖＣＯは入
って来る信号の位相に完全に追従し、同相検波器の２個
の入力は正１ｉ１ｉｉＫ同相になる。しかしながら、ノ
イズに強くするため従来のＰＬＬの帯域幅は狭くしてお
かねばならない。その結果、いくつかの位相変調側帯域
がＰＬＬの帯域幅の外側に落ち、同期検波装置の入力は
同相な完全には維持できず、したがって、ＰＭノイズを
生ずる。

このＰＭノイズは第３Ａ図および第２Ｂ図のように同期
検波装置の入力を位相ベクトルの掛算として考察すれば
理解しゃすい。同期検波装置の出力はＬＯ位相ベクトル
上の大刀位相ベクトルの余弦投射に比例する。第３Ａ図
に示すように２個の位相ベクトルが正確に一直線に並ぶ
と出方は最大になる。残留入力位相変調によって引き起
こされるわずかなＰＬＬの追従誤差により入力間に相対
位相ジッタが生ずる。この現象な第３Ｂ図に示もこのジ
ッタにより平均出力レベルは変動して理想的な最大出力
レベルより小さくなる。

実際の同相検波装置の出力が理想レベルより低くなる効
果は次の例で示される。

入力信号１ｃ　ｗｍの割合の少量の正弦位相変調があり
、ビークＬＯ位相偏移はＢラジアンであると仮定する。

式１を導くのと同様の解析によりこの中の同期検波装置
の出力は次のように示される。

Ｖｏ（ｔ）＝　（Ｖｓ　）　ｃｏｓ　（Ｂｃｏｓ　ｖｗ
ｎｔ　−１（ｃｏｓ　（ｗｍｔ＋Ｅｐ）＋・・・・・・
〕・・・・・・・・・（４）ここでＢ′はラジアンで表
わしたＶＣＯがひろうＰＭの等価ピーク位相偏移であり
、Ｅｐは２個の入力間の位相誤差であり、「・・・」は
より高い周波数順を表わす。もし、ｗｍがＰＬＬ帯域幅
よりずっと小さければＶＣＯはほとんど完全に入力信号
に鞭 追従する。この理想のケースでは同期検波器出力Ｖｓが
生ずる。

ＷｍがＰＬ　Ｌ、の帯域幅よりずっと大きい場合。

ｖＣＯは入って来る位相変調にほとんど追従しない。検
波器出力は次式によって近似できる。

Ｖｏ（ｔ）＝　（Ｖｓ　）　ｃｏｓ　（Ｂ　ｃｏｓ　ｗ
ｍｔ　）−−・−・・−・−・・−（５）ベッセル（Ｂ
ｅ５ｓｅｌ　）級数表示 ｃｏｓ　（Ｘｃｏｓｙ）＝　Ｊｏ（Ｘ）−２Ｊ２　（Ｘ
）　ｃｏｓ　２ｙ＋２Ｊ４　（Ｘ）　ｃｏｓ　４　ｙ＋
・・・・・・・・す・・・・・・・・・（６） を用いて式５は次のように展開される。

Ｖｏ（ｔ）＝　（Ｖｓ　）　（Ｊｏ（Ｂ）−２Ｊ２（Ｂ
）　ｃｏｓ　２　ｗｍｔ　−４−・・−−−−）・・・
・・・・・・（７） ここで５項はベッセル系数である。

偏差Ｂが小さいとき同期検波出力は上述の最初の２項、
すなわち直流成分および交流成分項によって、近似でき
る。項Ｊｏ（Ｂ）は１以下でありそれは直流成分環の抑
制が起っており、位相変調を持つ入力に対して誤差があ
ることを示している。第４図に示したように実際の同期
検波出力の平均値はＰＭのない理想的な場合より小さく
なる。

もし、位相誤差と直流成分出力の割合が一定であればど
んな比較測定においても相殺される。あいにく、誤差の
割合は入力レベルとともに変化する。従来のＰＬＬ位相
検波器の設計法では等価ループ帯域幅は入力レベルに比
例する。この帯域幅の変化により入力レベルが変化する
ときＶＣＯが追従する入力位相変調の量も変化する。入
力信号レベルが変化するとき信号のスペクトル純度が一
定であると仮定するとＰＬＬのトラッキングが変化する
とき従来の同期検波装置の直流出方のパーセント誤差も
変化する。最終的には相対レベル測定における非直線性
となる。

従来の追従同期検波装置を用いる場合に克服しなければ
ならない第２の主要な問題は入力の加算ノイズである。

この誤差は入力キャリアのスペクトル純度Ｋかかわらず
生じる。それは入力加算ノイズレベルにのみ依存する。

入力ＳＮＲが減少するにつれて誤差は増加する。

加算ノイズ誤差はｖＣＯの位相変調によって引き起こさ
れる。数学的な解析において加算ノイズのある入力信号
は次のようである。

Ｖ　ｉ　（ｔ）＝　Ｖｌ、　ｃｏｓ　ｗｃｔ　−１−ｎ
ｌ（ｔ）　ｃｏｓ　ｗｃｔ　−ｎｑ（ｔ）　ｓｉｎｗｃ
ｔ・・・・・・・・・・・（９） ｖＣＯ信号を次のように表わす。

２　ｓｉｎ　（ｗｃｔ　＋Ｅｏ（ｔ）　）ここでＥ　ｏ
　（ｔ）は入力ノイズによって引き起こされる誤差であ
る。位相検波器は本質的には同期検波器のような切り換
えミクサであるので位相検波器出力Ｖｅ（ｔ）　は次式
によって得られる。

Ｖｅ（ｔ）、＝　Ｖｓ　ｓｉｎ　Ｅｏ（ｔ）−１−ｎｉ
　（ｔ）　ｓｉｎ　Ｅｏ（ｔ）　・−ｎｑ（ｔ）　ｃｏ
ｓ　Ｅｏ（ｔ）　−−α〔式１０にはループフィルタに
よって取り除かれる高い周波数順は含まれていない。Ｖ
ＣＯの位相変調によって引き起こされる誤差を見い出す
ためＫはＥｏ（ｔ）を゛決定しなければならない。あい
に＜ｖｃＯ位相変調直角側帯域と入って来る加算ノイズ
の同相分および直角分との間のＰＬＬにおける相互変調
のためこの決定は簡単ではない。最良の解決法はｇｏ（
ｔ）の大きさを統計的に表現することである。先の解析
によればＥｏ（ｔ）”とループ内のＳＮＲとの間の関係
は次のように表わされる。

ｇｏ（ｔ）”：：　ｌ　／　２　Ｓ　Ｎ　Ｒ−−αυこ
こでＳＮＲはＰｓ／ｎ　２　Ｂ　Ｌとして定義され、Ｐ
ｓはＰＬＬ入力の信号電力であり、ｎは同じ（入力のノ
イズスペクトル密度であり、ＢＬはＰＬＬ等価ノイズ帯
域幅である。

従来の同期検波装置の入力ノイズによる誤差を理解する
ためＶＣＯ位相ノイズ変調はｇｏ（ｔ）によって表わさ
れると仮定する。定義によってこの位相変調はｖＣＯキ
ャリア信号と直角位相をなす。

位相変調信号は同期検波装置内で入力信号および加算ノ
イズと共にミクスされる。もし、ＶＣＯノイズが入って
来る直角ノイズ成分と相関があれば同期検波出力に直流
成分が結果として生ずる。この成分は入力キャリアとミ
キシングしたｖｃｏキャリアによる直流出力に加算し、
正の直流誤差を生ずる。

しかしながら実際には逆のことが起こる。従来の同期検
波装置の直流出力は加算ノイズのない同レベルの入力信
号に対する直流出力よりも低い。

ＰＬＬ内で起こる相互変調のためｖｃｏ位相変調は入り
で来る直角ノイズと相関はなく、同期検波装置の入力位
相ベクトルは第２Ａ図−と同じほど現われる。２個の同
期検波装置の入力の位相間の相対ジッタのため検波器の
平均直流出方は減少する。

減少の大きさは検波器入力の５ＮＲＫよる。これは入力
信号レベルが変化するにつれて検波器の非直線１生を生
ずる。

〔発明の目的〕

本発明は、同期検波装置において、Ｐ　Ｍノイズおよび
加算ノイズに起因する誤差を補償し、低減することを目
的とする。

〔発明の概要〕

本発明の同期検波装置は、一定のループフィルタ帯域幅
を持つ位相ロックループ（ＰＬＬ）を備えている。この
ＰＬＬは局部発振器に補正信号を供給し、該局部発振器
は同期検波器に基準信号を供給する。又、ＰＬＬは利得
可変である。

ＲＭＳ検波器は同期検波装置内の加算ノイズの１次補正
に用いられる。ＲＭＳ検波器への信号を通す分解能フィ
ルタのノイズ帯域幅はループノイズ帯域幅に一致させる
。本発明の同期検波装置は従来の同期検波装置よりも広
いループ帯域幅を有する。したがって、従来の同期検波
装置の狭い帯域幅フィルタに関連した追従問題はずっと
少なくなる。

〔実施例〕

本発明の実施例に従った同期検波装置は第５図に示した
ように非直線性を引き起こす位相、すなわち残留ＰＭを
減少させるためにＰＬＬフィルタを用いる。又、利得は
たとえばマイクロプロセッサによりて変化させられ、制
御される。マイクロプロセッサは乗算形デジタル・アナ
ローブ変換器（ＤＡＣ）４０２を用いてフィードバック
抵抗器４０４の実効呟を変化させる。もし、第５図のコ
ンデン？４０６が十分大きげれば、このループフィルタ
４０８の伝達関数は Ｈ（ｓ）”（（Ｒ２／ＦＬＩ　）＋１／５ｃｔＲ１）：
］・・・・・・・・・・・・（８） このループフィルタ４０８は本発明による同期検波装置
のＰＬＬ帯域幅を入力信号レベルにかかわらず一定に保
ち、それによりＰＭにより誘起された誤差を除去する。

第１図は第５図のループフィルタを使用した本発明の同
期検波装置のブロック図である。

図において、４０１は位相検波器、４０８はループフィ
ルタ、４０３　ハＶＣ０，４１６は９０’移相器、４１
４は同期検波器、４１ｏはフィルタ、４１８はＲＭＳ検
波器である。

図ニオいて、ＰＬＬ帯域幅なノイズフィルタ４１０の帯
域幅に等しくシ、システム内の加算ノイズの影響を除去
する。この技術の原理は次のように定性的に説明できる
。同期検波器４１４の直流出力４１２は入力位相ベクト
ルのＶＣＯ４０３０位相ベクトル上への平均余弦投射に
比例するので検波器直流出力４１２の誤差はループ内の
ＳＮＲから計算される。

その手順は次の通りである。

Ｖｏ（ｔ）ｃｃ　ｃｏｓｇｏ（ｔ）菅ｃｏｓ（ｇｏＲＭ
ｓ）　−４”２）ＥＯ比ＭＳ会α丙１／２ン（１／２Ｓ
ＮＲ）’／２・・・・・・・・・霞 誤差（ｄＢ）　＝２０　ｌｏｇ　（ｃｏｓＦ、ｏ　ＲＭ
Ｓ　）＝２０　ｌｏｇ　ｃｏｓ　（（２ＳＮＲ）　”２
）・・・・・・・・・α滲 もし、この誤差が入力信号レベルに対し割合が一定であ
れば本発明はレベル比な測定するので相殺される。しか
しながら、誤差はＳＮＲの関数であり、該関数は入力レ
ベルの変化に伴って変化し、同期検波器出方非直線性を
生じる。もし、ＳＮＲがわかれば検波器の直流出力内の
誤差は次の関係式で数学的に補正できる。

誤差（ｄＢ）　＝　２０１ｏｇｃｏｓ　（（２８ＮＲ）
　／２）・・・・・・・・・（１５） 第６図に示したように本発明の実施例において、ＲＭＳ
検波器５０２をアナログ計算器として用いることにより
誤差を補正できる。図示した発明ではＳＮＲを単独に決
定する心安がない。同期検波器出力電圧がＲＭＳ検波器
への入力である。直流成分がちょうどこの電圧の平均値
である。すなわちＶｏ　＝　Ｖｓ　ｃｏｓ品可　・曲・
・・・α０次の置換が可能である。

Ｖｓ　ｃｏｓＥｏ（ｔ）’；　Ｖｓ　（１，−（１／２
　）　Ｅｏ（ｔ）２〕：　ＶｓＣｌ−（１／２　）　Ｅ
ｏ　（ｔ）２）　＝−０’ｆ）しかし次の式を思い出さ
なければならない。

ｃｏ（ｔ）２”　１　／　２　Ｓ　Ｎ　Ｒ、−曲、、、
、（１１）したがって、 Ｖｏ　＝＝　Ｖｓ（１−（１／２　）　（１／２５Ｎ）
Ｌ）　）　・−−（１８）ＳＮＨ二Ｐｓ／２ｎＢＬ　を
代入することにより次の同値関係が得られる。

Ｖｏ＝Ｖｓ（１−Ｄ／２）（ｔ／２ＰＳ／２ｎＢＬ）ノ
＝　ＶｓＣ１−（１／４）（２ｎＢＬ／Ｐｓ）　］　・
］＋＋−＋−＋−１！１式１９は同期検波出力の直流成
分を表わす。それは真値Ｖｓおよび誤差項（−Ｖｓ／４
）（２ｎＢＬ／Ｐｓ）の合計である。それらは両方とも
直流電圧であり、区別することができない。この方程式
を基礎にして、ＲＭＳ検波器５０２に対する全入力Ｖｉ
は次のように書ける。

Ｖｉ　＝　Ｖｄｃ　−１−Ｖａｃ このときＶｄｃが式１９に４Ｌ＜ＶａＣは平均値ゼロの
ノイズ電圧を表わす。Ｖａｃは同期検波装置の入力に印
加されたノイズにより、それはベース帯域へダウンコン
バートされ、ＢＮによってフィルタされる。

ＶｉはＲＭＳ検波装置への入力である。ＦＬＭＳ検波装
置はＶｉの平方［直、Ｖｉ２の平均ｆ直およびＶｉ２の
平方根を計算するのでＲＭＳ検波装置出力■０は次のよ
うに表わされる。

Ｖｏ　＝　（Ｖｉ２）の したがって、式１９から Ｖｉ＝Ｖｓ（１−（１／４）（２ｎＢＬ／Ｐｓ））＋（
Ｖｓ／Ｖｓ）（Ｖｎ（ｉｎＢＮ））である。しかし、 Ｖｉ”＝　（Ｖｄｃ−１−Ｖａｃ）２＝　Ｖｄｃ　十Ｖ
ａｃ　＋２　Ｖｄｃ　Ｖａｃ＝ｖｄ♂＋−Ｖａｃ２・−
＝−（２０）この最後の方程式にＶｄｃおよびＶａｃの
項を代入することによって次の結果が導かれる。

Ｖｉ２＝　Ｖｓ２（１−（１／４）（２ｎＢＬ／Ｐｓ）
　）２＋Ｖｓ２（Ｖｎ（ｉｎＢＮ／Ｖｓ〕２＝　Ｖｓ２
（１（’／２）（２ｎＢＬ／Ｐｓ））＋Ｖｓ２（Ｐ（１
ｎＢＮ／Ｖｓ２〕・・・・・・（２Ｌ１） ここでｐ（ｉｎＢＮ）はノイズの平均電力である。

Ｐ（１ｎＢＮ）／Ｖｓ２＝２ｎＢＮ／Ｖｓ２であるので
、 Ｖｉ”＝Ｖｓ２（１−（１／２　）　（２ｎ　Ｂ　Ｌ　
／　Ｐｓ　）＋　２　ｎ　Ｂ　Ｎ／　Ｖａ２〕−−−（
２２’）項２　ｎ　Ｂ　Ｌ　／　ＰｓはＰＬ、Ｌおよび
同期検波器への両方に対する入力でＳ　Ｎ　Ｒ−１を表
わす。Ｖｓはこの人力の信号成分のピーク電圧であるの
でＶｓ２＝２Ｐｓである。式２２を式２１に代入すると
最終結果は次のように表わせる。

Ｖｉ”＝Ｖｓ２（１−（１／２）（２ｎＢＬ／Ｐｓ）＋
（１／２）（２ｎＢＮ／Ｐｓ））　−−・（２３）この
最後の式はＢＮ二８１．　にすることにより最後の２項
が相殺し、Ｗ＝　Ｖｓ２を残し Ｖｏ　＝百面凰／２ −〔ｖＳ２〕１／２ ＝Ｖｓ このＲＭＳ検波装置最終出力を導くことを示す。

ゆえに、加ＪＥ／イズによる誤差は都合よく相殺される
。したがって、本発明に従えば第１図のループの帯域幅
ＢＬおよびノイズフィルタの帯域幅ＢＮを等しくしてお
く。さらに、フィルタ帯域幅ＢＬおよびＢＮは一定にし
ておく。

本発明の実施例に従りて■ＣＯ電力は本のように一定に
なる。ＰＬＬがｖＣＯ上に位相ノイズを移すとｖＣＯキ
ャリア電力は位相ノイズ側帯域になる電力量分だけ減少
する。同期検波器のｄｃ小出力■ＣＯキャリアにのみ比
例するので本発明に従った出力はこの分量だけ抑制され
る。ＢＮ＝ＢＬのときＲＭＳ検波装置は、ＶＣＯキャリ
アラインから取り去られたのと回置のノイズ電力相当分
の電圧を加算する。

第７図に本発明の他の実施例を示す。

第１図と同一部分には同一符号を付している。

動作は第１図と略同じである。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ノイズ等による誤差を生じない同期検
波装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の同期検波装置のブロック図。 第２図は従来の同期検波装置のブロック図。 第３Ａ、３Ｂ図は第２図の同期検波装置の説明図。 第４図は第２図の同期検波装置の出力波形図。 第５図は本発明の同期検波装置に使用するフィルタのブ
ロック図。 第６図は本発明の同期検波装置の部分ブロック図。 第７図は本発明の同期検波装置の他の実施例を示すブロ
ック図。 ４０１：位相検波器 ４０８：ループフィルタ ４０３：ＶＣＯ ４１６：９０’移相器 ４１４：同期検波器 ４１８：ＲＭＳ検波器 ４１０：バンドパスフィルタ。 出願人　横河叱ニーレット・バノカード株式会社代理人
　弁理士　長　谷　川　次　男

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 第１信号が入力される第１入力端子と前記第１信号に同
   期した第２信号が第１バンドパスフイルタを介して入力
   される第２入力端子を有する同期検波手段と、前記同期
   検波手段の出力部に設けられた第２バンドパスフイルタ
   とから成る同期検波装置。