JPS6056322B2 - 利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器 - Google Patents
利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器Info
- Publication number
- JPS6056322B2 JPS6056322B2 JP654079A JP654079A JPS6056322B2 JP S6056322 B2 JPS6056322 B2 JP S6056322B2 JP 654079 A JP654079 A JP 654079A JP 654079 A JP654079 A JP 654079A JP S6056322 B2 JPS6056322 B2 JP S6056322B2
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- Japan
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- transistors
- amplifier
- gain
- transistor
- balanced
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- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は広帯域オシロスコープ（例えば帯域２００ＭＨ
２）の垂直軸に用いられる電圧利得が切換可能な増幅回
路に関するものである。
２）の垂直軸に用いられる電圧利得が切換可能な増幅回
路に関するものである。
オシロスコープの垂直軸の偏向感度を切換えるために、
増幅器の電圧利得を切換える方式として第１図のような
方式が従来考えられている。
増幅器の電圧利得を切換える方式として第１図のような
方式が従来考えられている。
まず、第１図の利得切換回路について説明する。電圧利
得の最も小さい状態はスイッチ４２がａの位置にあると
きで、この状態ではトランジスタ２７、２８、３３、３
４のみが能動状態になつており、電圧利得は抵抗１６と
抵抗２５、２６との比で決定される。電圧利得が中程度
の状態（最も小さい状態の２．５倍）はスイッチ４２が
をの位置にあるときに得られる。この状態では、トラン
ジスタ２７，２８，３３，３４の外に２９，３０，３５
が能動状態になる。電圧利得は抵抗１６と抵抗２５，２
６との比に抵抗１７と抵抗２５，２６との比が加えられ
たもので決定される。電圧利得が最も大きい状態（最も
小さい状態の約５倍）はスイッチ４２がｃの位置にある
ときに得られる。この状態ではさらにトランジスタ３１
，３２が能動状態になる。電圧利得は電圧利得が中程度
の場合の利得に、さらに抵抗１８と抵抗２５，２６の比
が加えられたもので決定される。ここで可変抵抗器３８
は、トランジスタ２９，３０を能動状態にしたとき（利
得が中程度のとき）に出力端子２，３間の電位差が変化
しないようにトランジスタ２９，３０のバイアス電流の
配分を調整するためのものである。また、可変抵抗器４
１も同様にトランジスタ２９，３０，３１，３２を能動
状態にしたとき（利得が最大のとき）に２，３間の電位
差が変化しないようにトランジスタ３１，３２のバイア
ス電流の配分を調整するためのものである。トランジス
タ３５は、トランジスタ２９，３０が能動状態になつた
ときそのコレクタ電流を抵抗２１，２２を通して供給す
る為のもので、その電流値は抵抗５１，５０，４９，４
８で決定される。さらに、トランジスタ３１，３２が能
動状態になつたときも、そのコレクタ電流はトランジス
タ３５から供給され電流値は抵抗５１，５０，４９で決
定される。ダイオード４３〜４７は切換スイッチ４２が
１回路の簡単なスイッチで済むようにするためのもので
ある。抵抗５２，５３，５４，５５とコンデンサ５６，
５７は利得が最小のときの周波数帯域幅を低下させて利
得を大きくしたときの帯域幅とほぼ等しくするためのも
のである。この増幅回路をオシロスコープの垂直増幅回
路に使用するためには、ドリフトを少くして増幅器の周
囲温度が変化しても出力端子２，３間の電位差が変化し
ないようにする必要がある。また、利得を切換えたとき
にも２，３間の電位差が変動しなくする必要もある。こ
のため従来はトランジスタ２７と２８，２９と３０，３
１と３２，３３と３４にはそれぞれ静特性の良く揃つた
ベアトランジスタを選別して使用しなければならず、選
別の労力及び費用や選別した部品の管理に要する費用等
が増幅回路の原価を上昇させていた。
得の最も小さい状態はスイッチ４２がａの位置にあると
きで、この状態ではトランジスタ２７、２８、３３、３
４のみが能動状態になつており、電圧利得は抵抗１６と
抵抗２５、２６との比で決定される。電圧利得が中程度
の状態（最も小さい状態の２．５倍）はスイッチ４２が
をの位置にあるときに得られる。この状態では、トラン
ジスタ２７，２８，３３，３４の外に２９，３０，３５
が能動状態になる。電圧利得は抵抗１６と抵抗２５，２
６との比に抵抗１７と抵抗２５，２６との比が加えられ
たもので決定される。電圧利得が最も大きい状態（最も
小さい状態の約５倍）はスイッチ４２がｃの位置にある
ときに得られる。この状態ではさらにトランジスタ３１
，３２が能動状態になる。電圧利得は電圧利得が中程度
の場合の利得に、さらに抵抗１８と抵抗２５，２６の比
が加えられたもので決定される。ここで可変抵抗器３８
は、トランジスタ２９，３０を能動状態にしたとき（利
得が中程度のとき）に出力端子２，３間の電位差が変化
しないようにトランジスタ２９，３０のバイアス電流の
配分を調整するためのものである。また、可変抵抗器４
１も同様にトランジスタ２９，３０，３１，３２を能動
状態にしたとき（利得が最大のとき）に２，３間の電位
差が変化しないようにトランジスタ３１，３２のバイア
ス電流の配分を調整するためのものである。トランジス
タ３５は、トランジスタ２９，３０が能動状態になつた
ときそのコレクタ電流を抵抗２１，２２を通して供給す
る為のもので、その電流値は抵抗５１，５０，４９，４
８で決定される。さらに、トランジスタ３１，３２が能
動状態になつたときも、そのコレクタ電流はトランジス
タ３５から供給され電流値は抵抗５１，５０，４９で決
定される。ダイオード４３〜４７は切換スイッチ４２が
１回路の簡単なスイッチで済むようにするためのもので
ある。抵抗５２，５３，５４，５５とコンデンサ５６，
５７は利得が最小のときの周波数帯域幅を低下させて利
得を大きくしたときの帯域幅とほぼ等しくするためのも
のである。この増幅回路をオシロスコープの垂直増幅回
路に使用するためには、ドリフトを少くして増幅器の周
囲温度が変化しても出力端子２，３間の電位差が変化し
ないようにする必要がある。また、利得を切換えたとき
にも２，３間の電位差が変動しなくする必要もある。こ
のため従来はトランジスタ２７と２８，２９と３０，３
１と３２，３３と３４にはそれぞれ静特性の良く揃つた
ベアトランジスタを選別して使用しなければならず、選
別の労力及び費用や選別した部品の管理に要する費用等
が増幅回路の原価を上昇させていた。
また、可変抵抗器３８，４１は、一度調整した後でもト
ランジスタや抵抗器に経時変化があると再度調整しなけ
ればならなかつた。また、トランジスタ２９〜３２が能
動状態になつたときに、トランジスタ３５から供給され
る電流値は抵抗４８，４９，５０，５１の値で決まるこ
とから、これらに精度の良い抵抗を使用しないときはト
ランジスタ２９〜３２の動作点にばらつきを生じて、増
幅回路を量産した場合に特性のばらつきとなつて現われ
る欠点がある。
ランジスタや抵抗器に経時変化があると再度調整しなけ
ればならなかつた。また、トランジスタ２９〜３２が能
動状態になつたときに、トランジスタ３５から供給され
る電流値は抵抗４８，４９，５０，５１の値で決まるこ
とから、これらに精度の良い抵抗を使用しないときはト
ランジスタ２９〜３２の動作点にばらつきを生じて、増
幅回路を量産した場合に特性のばらつきとなつて現われ
る欠点がある。
本発明は、これらの欠点を除去して、安価な汎用の演算
増幅器によるバイアス回路を使用することで無選別の部
品を使用でき、調整個所が少なくドリフトの少ない利得
切換機能を有する広帯域増幅回路を得ることを目的とす
る。
増幅器によるバイアス回路を使用することで無選別の部
品を使用でき、調整個所が少なくドリフトの少ない利得
切換機能を有する広帯域増幅回路を得ることを目的とす
る。
以下本発明を詳細に説明する。
第２図は発明の実施例てある。
１は信号入力端子、２，３は出力端子である。
６１，６８，８０は演算増幅器である。
演算増幅器６８は出力端子２，３の出力を入力として出
力端子２，３間の電位差を増幅して演算増幅器８０に供
給するためのものである。演算増幅器８０は、端子１の
入力信号と出力端子２，３間の電位差（差動信号）を比
較し、その差を増幅しトランジスタ２８のベースに負帰
還する。この負帰還によりトランジスタ２７〜３４で構
成される増幅回路によつて生ずるドリフトや、利得切換
に伴なう端子２，３間の電位差の変動は補償される。こ
の帰還は直流を含めた低周波領域にのみ帰還作用が行な
われるようになつている。コンデンサ７８は演算増幅器
８０の高域遮断周波数を決定する。抵抗８１，８２は演
算増幅器８０の入力端子が直接端子１に接続されると入
力容量により端子１の信号を減衰させてしまうため、入
力信号を分圧して８０に加えるためのものである。端子
２，３の出力が直流から高域に至るまで平坦な利得をも
つためには、増幅器の利得に合わせて負帰還の帰還量を
変える必要がある。電圧利得が最小のとき、すなわち増
幅回路の卜・ランジスタ２７，２８，３３，３４のみが
能動状態にあるとき（スイッチ４２がａの位置にあると
き）には、演算増幅器６８の出力は抵抗７２によつて減
衰をうけないが、電圧利得が中程度のとき（スイッチ４
２がｂの位置のとき）には、抵抗７３が接地されるため
６８の出力は抵抗７２，７３で分圧される。演算増幅器
６１とトランジスタ６９の回路は２つの目的をもつてい
る。
力端子２，３間の電位差を増幅して演算増幅器８０に供
給するためのものである。演算増幅器８０は、端子１の
入力信号と出力端子２，３間の電位差（差動信号）を比
較し、その差を増幅しトランジスタ２８のベースに負帰
還する。この負帰還によりトランジスタ２７〜３４で構
成される増幅回路によつて生ずるドリフトや、利得切換
に伴なう端子２，３間の電位差の変動は補償される。こ
の帰還は直流を含めた低周波領域にのみ帰還作用が行な
われるようになつている。コンデンサ７８は演算増幅器
８０の高域遮断周波数を決定する。抵抗８１，８２は演
算増幅器８０の入力端子が直接端子１に接続されると入
力容量により端子１の信号を減衰させてしまうため、入
力信号を分圧して８０に加えるためのものである。端子
２，３の出力が直流から高域に至るまで平坦な利得をも
つためには、増幅器の利得に合わせて負帰還の帰還量を
変える必要がある。電圧利得が最小のとき、すなわち増
幅回路の卜・ランジスタ２７，２８，３３，３４のみが
能動状態にあるとき（スイッチ４２がａの位置にあると
き）には、演算増幅器６８の出力は抵抗７２によつて減
衰をうけないが、電圧利得が中程度のとき（スイッチ４
２がｂの位置のとき）には、抵抗７３が接地されるため
６８の出力は抵抗７２，７３で分圧される。演算増幅器
６１とトランジスタ６９の回路は２つの目的をもつてい
る。
その１つはトランジスタ２９，３０，３１，３２のコレ
クタ電流を供給するためであり、他の１つは端子２，３
間の同相電圧を常に一定値に保つことである。端子２，
３間の同相電圧は抵抗２５，２６の接続点の電位として
検出され、抵抗５８，５９，６０でその電位がシフトさ
れて演算増幅器６１の入力端子に導びかれ、接地点の電
位と比較されて差信号が増幅されトランジスタ６９のベ
ースに供給される。この結果、トランジスタ２９，３０
，３１，３２が能動状態となつたときも端子２，３間の
同相電圧を一定に保つように制御され、その結果トラン
ジスタ２９〜３２には必要な電流がトランジスタ３５か
ら抵抗２１，２２を介して供給される。演算増幅器６８
は、端子２，３間の差動電圧のみを増幅する目的て設け
られているが、端子２，３の同相電圧に変動があると、
抵抗６４，６５，６６，６７の誤差等の影響により演算
増幅器６８の出力も変動してしまう。従つて、演算増幅
器６１と３５を設けて端子２，３の同相電圧の変動をお
さえていることが差動分の帰還回路の構成を簡単にする
ことに大きく貢献している。第３図は本発明のさらに他
の実施例を示す回路図である。
クタ電流を供給するためであり、他の１つは端子２，３
間の同相電圧を常に一定値に保つことである。端子２，
３間の同相電圧は抵抗２５，２６の接続点の電位として
検出され、抵抗５８，５９，６０でその電位がシフトさ
れて演算増幅器６１の入力端子に導びかれ、接地点の電
位と比較されて差信号が増幅されトランジスタ６９のベ
ースに供給される。この結果、トランジスタ２９，３０
，３１，３２が能動状態となつたときも端子２，３間の
同相電圧を一定に保つように制御され、その結果トラン
ジスタ２９〜３２には必要な電流がトランジスタ３５か
ら抵抗２１，２２を介して供給される。演算増幅器６８
は、端子２，３間の差動電圧のみを増幅する目的て設け
られているが、端子２，３の同相電圧に変動があると、
抵抗６４，６５，６６，６７の誤差等の影響により演算
増幅器６８の出力も変動してしまう。従つて、演算増幅
器６１と３５を設けて端子２，３の同相電圧の変動をお
さえていることが差動分の帰還回路の構成を簡単にする
ことに大きく貢献している。第３図は本発明のさらに他
の実施例を示す回路図である。
この実施例ではトランジスタ２７，２８の各出力電流は
コレクタに挿入された抵抗器１５６，１５２，１５４，
１５７，１５３，１５５で減衰されてトランジスタ３３
，３４の各エミッタに加えられる。また、トランジスタ
２９，３０の各出力電流は同様に抵抗１５６，１５２，
１５４，１５７，１５３，１５５で減衰されてトランジ
スタ３３，３４の各エミッタに加えられるが、その減衰
量はトランジスタ２７，２８の各出力電流に対する減衰
量よりも少ない。以上のような、構成により、帰還抵抗
１６，１７，１８の値はほぼ近い値とすることができる
ため、利得を切換えたときの帯域幅の変化を少なくする
ことができ、さらに抵抗器による減衰回路網であるため
帯域を狭めることもない。以上の実施例で用いられる汎
用の演算増幅器は、安価でしかもドリフトの少ないもの
が容易に得られるため増幅器用のトランジスタ２７〜３
４を選別するよりはるかに安い費用ですむ。
コレクタに挿入された抵抗器１５６，１５２，１５４，
１５７，１５３，１５５で減衰されてトランジスタ３３
，３４の各エミッタに加えられる。また、トランジスタ
２９，３０の各出力電流は同様に抵抗１５６，１５２，
１５４，１５７，１５３，１５５で減衰されてトランジ
スタ３３，３４の各エミッタに加えられるが、その減衰
量はトランジスタ２７，２８の各出力電流に対する減衰
量よりも少ない。以上のような、構成により、帰還抵抗
１６，１７，１８の値はほぼ近い値とすることができる
ため、利得を切換えたときの帯域幅の変化を少なくする
ことができ、さらに抵抗器による減衰回路網であるため
帯域を狭めることもない。以上の実施例で用いられる汎
用の演算増幅器は、安価でしかもドリフトの少ないもの
が容易に得られるため増幅器用のトランジスタ２７〜３
４を選別するよりはるかに安い費用ですむ。
また、帯域が１００〜３００ＭＨｚ以上もの広帯域シン
クロスコープは、その増幅回路はハイブリッドＩＣやモ
ノリシックＩＣで構成されることが多いが、このように
素子の特性差を許容できる回路であればＩＣの歩留りを
大幅に向上できる効果もある。以上説明したように本発
明によれば、特性を選別しない部品を用いてもドリフト
が少なくしかも調整個所の少ない利得切換可能な広帯域
増幅回路が容易に得られ、また広帯域シンクロスコープ
の垂直増幅回路に使用すればドリフトの少ない垂直偏向
系が容易に得られ、しかも製造後の素子変動によるドリ
フト等も大幅に軽減される効果がある。
クロスコープは、その増幅回路はハイブリッドＩＣやモ
ノリシックＩＣで構成されることが多いが、このように
素子の特性差を許容できる回路であればＩＣの歩留りを
大幅に向上できる効果もある。以上説明したように本発
明によれば、特性を選別しない部品を用いてもドリフト
が少なくしかも調整個所の少ない利得切換可能な広帯域
増幅回路が容易に得られ、また広帯域シンクロスコープ
の垂直増幅回路に使用すればドリフトの少ない垂直偏向
系が容易に得られ、しかも製造後の素子変動によるドリ
フト等も大幅に軽減される効果がある。
第１図は従来例を示す回路図、第２図および第３図は本
発明の実施例を示す回路図である。
発明の実施例を示す回路図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１の入力端子と、各エミッタ相互間に接続された
第１の帰還抵抗を有して各ベースの一方が前記第１の入
力端子に接続されたエミッタ接地増幅器を構成する第１
、第２のトランジスタと、該第１、第２のトランジスタ
の各エミッタにそれぞれ接続されたベースを有しかつ各
エミッタ間に第２の帰還抵抗を有するエミッタ接地増幅
器を構成する第３、第４のトランジスタと、該第３、第
４のトランジスタのバイアスをオン・オフする手段と、
第１、第２の平衡出力端子と、前記第１、第３のトラン
ジスタの各コレクタ電流を合成して前記第１の平衡出力
端子に供給する第１の合成手段と、前記第２、第４のト
ランジスタの各コレクタ電流を合成して前記第２の平衡
出力端子に供給する第２の合成手段と、前記第１、第２
の平衡出力端子の同相電圧を増幅して前記第１の合成手
段と前記第２の合成手段との中性点に印加する第１の増
幅器と、前記第１、第２の平衡出力端子の差動分を増幅
する第２の増幅器と、該第２の増幅器の出力を前記第３
、第４のトランジスタのバイアスをオン・オフする手段
の切換動作に連動して切換える増幅度切換手段と、該増
幅度切換手段の出力と前記第１の入力端子の信号との差
を増幅し前記第１、第２のトランジスタのうちベースが
前記第１の入力端子に接続されない方のトランジスタの
ベースに印加するための第３の増幅器とを備え、前記バ
イアスをオン・オフする手段と前記増幅度切換手段とに
より増幅利得を切換得るように構成された利得切換機能
を有する広帯域平衡増幅器。 ２ 前記第１、第２の合成手段は、前記第１、第３のト
ランジスタの各コレクタを直接結合するとともに前記第
２、第４のトランジスタの各コレクタを直接結合するよ
うに構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器。 ３ 前記第１、第２の合成手段は、前記第１、第３のト
ランジスタの各コレクタ電流を分流する回路を含むとと
もに前記第２、第４のトランジスタの各コレクタ電流を
分流する回路を含むように構成されたことを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の利得切換機能を有する広帯
域平衡増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP654079A JPS6056322B2 (ja) | 1979-01-25 | 1979-01-25 | 利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP654079A JPS6056322B2 (ja) | 1979-01-25 | 1979-01-25 | 利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5599812A JPS5599812A (en) | 1980-07-30 |
| JPS6056322B2 true JPS6056322B2 (ja) | 1985-12-10 |
Family
ID=11641170
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP654079A Expired JPS6056322B2 (ja) | 1979-01-25 | 1979-01-25 | 利得切換機能を有する広帯域平衡増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6056322B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5829208A (ja) * | 1981-08-14 | 1983-02-21 | Nippon Gakki Seizo Kk | 利得制御増幅器 |
| JPS58124306A (ja) * | 1982-01-20 | 1983-07-23 | Sony Tektronix Corp | 増幅回路 |
| JPS62105507A (ja) * | 1985-11-01 | 1987-05-16 | Iwatsu Electric Co Ltd | 差動増幅器 |
-
1979
- 1979-01-25 JP JP654079A patent/JPS6056322B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5599812A (en) | 1980-07-30 |
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