JPS6058732A

JPS6058732A - ディジタル信号伝送方法

Info

Publication number: JPS6058732A
Application number: JP16626783A
Authority: JP
Inventors: Kenzo Akagiri; 健三赤桐
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1983-09-09
Filing date: 1983-09-09
Publication date: 1985-04-04

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、Ｉ）ＣＭ（パルスコードモジュレーション）
信号等のディジクル信号を伝送するディジタル信号伝送
方法に関し、特に、複数ワードをブロック化するととも
にワード単位でスクランブル（あるいはインターリーブ
）処理を施して伝送するようなディジクル信号伝送方法
に関する。

〔背景技術とその問題点〕

近年において、ディジクル技術の進歩に伴ない、オーデ
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない、いわゆるＰＣＭ（
パルスコードモジュレーション）信号として伝送（記録
・再生も含む。）することが多くなっている。

このように、アナログ信号をＰＣＭディジタル信号に変
換して伝送する際には、一般に、サンプリング周波数を
高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広くなり
、量子化ビット数を多くするほどダイナミックレンジが
広くなることが知られている。従って、元のアナログ信
号を高忠実度で、すなイつち広帯域かつ大ダイナミック
レンジでディジクル伝送しようとすると、高いサンプリ
ング周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時間
当りに伝送するビット数、いわゆるピットレー１−が高
くなる。

しかしながら、伝送媒体（記録媒体も含む。）の特性に
より上記ビットレートた、送受信側（記録・再生側）でのディジクル信号処理
速度等によっても上記ビットレートの制限が生じ、さら
に現実問題として、ＰＣＭ信号記録再生装置等の製品を
供給する場合の経済性、コストパフォーマンス等を考慮
することにより、なるべく低いビットレートで高品質の
信号伝送あるいは記録再生を行なうことが重要となる。

ところで、比較的低いビットレー１・で大きなダイナミ
ックレンジの信号を伝送するための技術として、差分Ｐ
ＣＭ方式や和分ＰＣＭ方式等が知られているが、これら
の方式はエラー伝播現象の悪影響を受け易く、またエラ
ー訂正能力をある程度確保しようとすると、冗長度が増
大し、ビットレート低減効果が有効に得られない。

そこで本件出願人は、先に特願昭５　８−９　７　６８
７号等において、上記差分ＰＣＭデータ等の複数ワード
を１ブロツクとし、この１ブロツク内に少なくとも１個
のサンプリング波高値データワードを配して伝送するよ
うなブロック完結型のディジタル信号伝送方法を提案し
ている。このサンプリング波高値データワードの存在に
よって、差分ＰＣＭデータあるいは和分ＰＣＭデータ等
にエラーが発生しても、ブロック内でエラー伝播が阻止
され、エラー伝播現象を短かい時間に抑え込むことがで
きる。

きころが、上記ブロック内のサンプリング波高値データ
が複数ブロックにわたって連続してエラーを生じた場合
には、差分処理や和分処理されたワードを有する連続ブ
ロックではエラー伝播が生じてしまう。

特に、連続的に多数のワードにわたってエラーが発生す
るいわゆるバーストエラーが生じたときに、上記サンプ
リング波高値データのエラーが複数ブロックにわたって
連続的に生じ易く、このようなバーストエラーをランダ
ムエラーに変換する処理として一般に知られているイン
ターリーフ処理あるいはスクランブル処理も、上記ブロ
ック内のサンプリンク波高値データの連続エラーを有効
に防止し得るような処理が望まれる。

〔発明の目的〕

本発明は、上述の実情に鑑み、バーストエラーが発生し
たとき、バーストエラーをランダムエラーに変換するイ
ンターリーブあるいはスクランブル処理によって、ブロ
ック完結型ディジタル信号伝送方法における各ブロック
内の基準データ（例えばサンプリンク波高値データ）の
ワードが連続した複数ブロックにわたってエラーワード
となることを防止し得るようなディジタル信号伝送方法
の提供を目的とする。

〔発明の概要〕

すなわち、本発明に係るディジタル信号伝送方法の第１
の特徴は、入力信号をサンプリングして得られた波高値
データに基づくディジタルデータの複数ワードの一定ワ
ード数毎にブロック化するとともに、少なくとも上記ブ
ロック内の所定位置に該ブロック内の他のデータを復元
するために必要とされるデータを配して１ブロツク内の
ワード数を全体としてＮワードとなし、上記各ワード毎
にＭ個のグループに振り分けるようにスクランブル処理
を施してシリアル伝送する際に、上記ブロック内ワード
数Ｎ（！：上記スクランブルのワード振り分けのグルー
プ数Ｍとの間に、Ｎ）Ｍ、かつＮ（！：Ｍとは互いに素の条件を満足させることである。

また、本発明に係るディジタル信号伝送方法の第２の特
徴は、上記第１の特徴を有するディジタル信号伝送方法
において、上記基準データワードをサンプリング波高値
データとし、上記ブロック内の他のデータを元の波高値
データの線形１凍結合により得られたデータとすること
である。

さらに、本発明の第３の特徴は、上記第１の特徴を有す
るディジタル信号伝送方法において、上記ブロック内ワ
ード数Ｎを素数とすることである。

またさらに、本発明に係るディジタル信号伝送方法の第
４の特徴は、上記第１の特徴を有する方法において、上
記ブロック内ワード数Ｎ、及び上記スクランブルのグル
ープ数Ｍのうちの一方を奇数とし、他方を偶数上するこ
とである。

さらにまた、本発明に係るディジタル信号伝送方法の第
５の特徴は、上記第１の特徴を有するディジタル信号伝
送方法において、上記基準データを複数ワードで構成し
、上記ブロック内の所定位置にそれぞれ配すこ吉てあり
、本発明の第６の特徴ハ、上記第１の特徴を有するディ
ジタル信号伝送方法において、上記基準データに他のデ
ータについてのデータ処理情報を金談せるこ吉である。

〔実施例〕

先ず、本発明に係るディジタル信号伝送方法の基本原理
について、図面を参照しながら説明する。

例えば、オーディオ信号やビデオ信号等の入力信号を順
次サンプリングし、量子化及び符号化を施して複数ワー
ドのサンプリング波高値データＸ。。

Ｘｌ、Ｘ２．・・・を得、これらのデータワードの一定
数ｎ個毎にブロック化する。この１ブロツク内のデータ
ｘ（、、Ｘ、、・・・、Ｘｎ−１の線形１凍結合、例え
ば、Ｘｋ＝テａｋＸｋ１（＝Ｑ（ただしａｋは定数）により伝送データＸ。　Ｘ　Ｈ、＋、＋　、　Ｌ−□を
形成する。そして、少なくとも、このブロック内の所定
位置に、該ブロック内の他のデータを復元するために必
要とされる基準データ、例えば元のサンプリング波高値
を直接的に表わすデータを配し、全体として■ブロック
Ｎワードとする。

ここで、上記線形１凍結合の一例として、隣り合うデー
タの差分をとる場合について説明すると、Ｘｏ　＝　ｘ
６Ｘ、　＝　ＸＩ　−ａｘ。

Ｘ２　＝　ｘ２−　ａＸ。

Ｘｎ−１＝　Ｘ’。−ＨａＸｎ−２（ただしａは減衰係数、０＜ａ＜１　）のように各伝送
データＸａ　、　ＸＩ　、・・・、Ｘ・−１が得られる
。この例においては、伝送データＸｏは元のサンプリン
グ波高値データｘ、）を表わす上記基準データとなるか
ら、■ブロックにつき伝送すべきデータのワード数Ｎ古
しては、最低で上記光のデータをブロック化したときの
１ブロツク内のワード数ｎだけあれば十分であるが、さ
らに必要に応じて伝送時のブロック内に各種情報ワード
を含ませることにより、一般的にはｎ≦Ｎとなる。

そして、一般的に、上記光の波高値データの線形１凍結
合により得られるｎワードあるいはロー１ワードのデー
タ、及び少なくとも１ワードの上記基準データを含む全
体としてＮワードのデータＷｏ、Ｗ、、・・・、　ＷＮ
、を伝送する場合において、多数のブロックにわたる連
続的なエラー、いわゆるバーストエラーが生ずると、補
間等の処理によっては上記基準データが補正しきれなく
なることがある。ここで、上記バーストエラーの対策吉
して、一般にスクランブル（あるいはインターリーブ）
処理が知られているが、このような処理によっても上記
基準データが複数ブロックにわたって連続的にエラーと
なっていると、他のデータが補正できても元の波高値デ
ータへの復元が行なえなくなる。そこで、上記バースト
エラーが生じても、上記基準データが連続的にエラーと
なることを防止するようなスクランブルあるいはインタ
ーリーブ処理が必要とされる。

このため、本発明のディジタル信号伝送方法においては
、上記伝送時の１ブロツク内のワード数Ｎと、スクラン
ブル処理の際のワード振り分はグループ数Ｍとの間に、Ｎ＞ＭｌかつＮとＭとが互いに素となる条件を満足させ、複数ブロックにわたる上記基準データ
のエラー発生を防止している。

この条件のうち、Ｎ（！：Ｍとを互いに素とすることに
より、連続ブロック間で上記基準データが連続してエラ
ーとなることを防止しているわけであるが、Ｎ）Ｍの条
件については、Ｍが大きくなると、連続ワード（例えば
Ｗｏ　、　Ｗｌ　）がエラーとなる最小のバーストエラ
ー長か短かくなり、補間を行ないにくくなる点、及びＮ
（Ｍの条件は現実的でない点を考慮した為である。

ここで、スクランブル処理の最も単純な例について、第
１図を参照しながら説明する。この第１図は、上記グル
ープ数Ｍ＝３の場合を示しており、伝送データｗｏ　、
ｗ、、Ｗ２．・・・が順次グループＩ、ｆｕｌｌの順で
巡回的に振り分けられ、３データ毎に順次第■フレーム
、第２フレーム、・・・を構成する。そして、グループ
■の各データをグループＩに対して所定フレーム数Ｆだ
け一方向にずらし、グループ■の各データをグループ１
に対して同方向に上記所定フレーム数Ｆの２倍だけずら
した後、再びグループ１．ＩＩ、Ｈの順で各データを読
み出すことにより、スクランブル処理が行なわれる。

従って、バーストエラーは、同じグループ内のフレーム
方向（第１図縦方向）に生ずることになり、このバース
トエラーが生じた部分については、逆スクランブル処理
後に略３ワードに１ワードの割合（略３ワード周期）で
エラーが生じていることになる。

これに対して、上記ブロック内のワード数Ｎを、Ｎ＞Ｍ
、かつＮ（！：Ｍとは互いに素、となるように選んだ場
合、例えばＮ＝５とすると、上記波高値データ等の基準
データワードはＷｏ　、　Ｗｓ　、　ＷＩＯｒＷ＋ｓ　
、・・・のワードとなる。そして、例えばグループＩに
バーストエラーが生じたとき、逆スクランブル操作後の
データ列は第２図のようになり、エラーワード（図中Ｘ
印のワード）がＷｏ、Ｗａ。

Ｗｓ　、・・・と略３ワード周期で生じている。この第
２図から明らかなように、基準データワードＷ。

にエラーが生じても、次の基準データワードＷｌｉにエ
ラーが生ずることはなく、複数ブロックにわたって基準
データワードが連続的にエラーとなることが防止される
から、例えば補間等の処理によってエラーが生じた基準
データワードＷＯ等を訂正することができる。

以上は、最も原理的なスクランブル処理の例であるが、
現実のスクランブル処理はより複軸であり、また何重か
（何種類か）のスクランブルを同時にかけている。この
場合も、基本となるスクランブル処理についての上記グ
ループ数Ｍと上記ブロック内ワード数Ｎとの間で、上記
条件が満足されるように各数値を設定すればよい。

すなわち、第３図は現実のスクランブル処理を行なうた
めのエンコーダを説明するためのブロック線図であり、
■ワード■６ビツトのワードＬ。

Ｒを１２ワード集めて１フレームさし、各ワードをさら
に８ビツトのワード長の２つのワードＷに分割して、８
ビット単位（すなわちバイト単位）のスクランブル処理
を行なっている。

ここで、ワード長１６ビツトの各ワードＬ　、　Ｒ。

については、例えば第４図に示すようなステレオオーデ
ィオ入力信号のＬ（左）チャンネルとＲ（右）チャンネ
ルの各信号をそれぞれサンプリングして１６ビツト量子
化及び符号化を行なった波高値データと考えればよく、
これらのサンプリング波高値データを、Ｌチャンネル、
Ｌチヤンネルそれぞれ６ワードずつ集めて、第５図のよ
うにフレーム長１２ワードのフレームを構成する。そし
て、第３図の第１のスクランブル操作ｏｐ−１において
は、内部での２フレーム遅延を無視して、第６図に示す
ような４つのグループへの各ワードの振り分けが行なわ
れる。ただし、ＬチャンネルとＲチャンネルとはそれぞ
れ独立した時間系列のデータと見なせるから、一つのチ
ャンネル、例えばＬチャンネルについて着目すると、２
つのグループへの振り分けを行なっていることになる。

すなわち、上記グループ数Ｍ＝２の場合に相当すること
になる。

ところで、このような各チャンネルのワードＬ。

Ｒは、ワード長１６ビツトのサンプリング波高値データ
そのものであるが、前述したようなデータの線形１凍結
合等を用いることにより、少ないビット数で元のダイナ
ミックレンジを制限することなく伝送することができる
。例えば、上記線形１凍結合処理等により７ビツト長の
データワードを形成する場合に、伝送時の１ブロツク内
の各ワードを第７図のように設定すればよい。

すなわち、この第７図において、ｌブロック内のワード
数Ｎ＝１７とし、これらの１７ワードＷｎ〜Ｗｒａの第
１．第２の各ワードＷＯ１Ｗｌに、」二記基準データと
なる元のサンプリング波高値データの上位７ビツト、下
位７ビツトをそれぞれ配置し、第３．第４の各ワードＷ
２　、　Ｗ３には例えば後述するモード切換データ（２
ビット）及びアダプティブ情報データ（３ビツト）を２
重に配置（いわゆる２重書き）し、第５ワードＷ４から
第１７ワードＷ＋６までには元の１ブロツク内のサンプ
リング波高値データの線形１凍結合データＸｌ〜Ｘ１３
をそれぞれ配置している。

このヨウなワード長７ビツトのディジタル信号を伝送す
る場合には、上記■６ビツＩ・のワード長のＬチャンネ
ル及びＲチャンネルを用いて、例えば第８図に示すよう
な４チヤンネルのデータ系列ＮＯ＋ｌＩ　Ｈ”’＋　ｒ
Ｉ　Ｈｒ２　ｒ　”’＋”Ｉ　＋ａ２　＋　”’＋及び
ｂｌ。

ｂ２＋・・・を伝送することができる。この第８図にお
いて、１６ビツト長の各ワードＬ、Ｒをそれぞれ２分割
して４つの８ビツト長ワードを形成する際匿、各８ビツ
ト長ワードの最上位ビットは、ワード同期等を考慮して
１あるいはＯに固定されており、残り各７ビツトに上記
ワード長７ビツトのデータが配される。

再び第３図において、入力データＬ６”　＝　Ｒａｎｋ
ｓは、前述したＬチャンネル、Ｒチャンネルのワード長
１６ビツトのデータに対応し、Ｗｌｚｎ、ＡｗＷ１２ｒ
Ｉ＋１１．Ｂは、上記ワード長８ビット（本来のデータ
としては７ビツト）の４チャンネル分のデータに対応す
る。ここで図中のｎは任意の整数を示している。

さらに、第８図との対応関係は、Ｗ　１２ｎ、ＡがＡｎ
　。

Ｗｌｚｎ、Ｂがｒｎ＋　Ｗ１２ｎ＋１．Ａがａｎ　、Ｗ
１２ｎ＋ｌ、Ｂがｂｎであり、以下順次、ｗ１□ｎ＋２
−が４＋、のようにＡ’ｌ　ｒｆａｌｂの順で対応させ
ればよい。

ここで、第３図の第１の操作０Ｐ−１によって、各デー
タ１１．ｒ、ａ、ｂは第９図のように振り分けられる。

この第９図の縦軸は第３図右端に示す各伝送ライン番号
θ〜３１のうちの０〜１１及び１６〜２７をとっており
、横軸はフレームの番号（あるいはフレーム遅延量）を
とっている。そして、１つのチャンネルのデータ列、例
えば１０　。

ｌｒ、１２．・・・に、前述したようなブロック化され
たワードｗｏ、　Ｗｌ　、ｗ２．・・・（このＷの添附
数字と第３図のＷの添附数字とは、意味が異なっている
。）が対応するわけである。

さらに、第３図の第２の操作０Ｐ−２、及び第３の操作
０Ｐ−３によって、各伝送ラインのデータがフレーム単
位でそれぞれ所定量遅延され、第１０図のようなデータ
配列順序にスクランブルされて出力される。この第１０
図においては、第９図との対応を考慮して、ｌｏ　、ｇ
、　、ｇ、　、・・・等にて各データを示し、また一般
的な第３図のワードＷによる表示も併記している。この
第１Ｏ図のフレーム遅延量Ｏ１すなわち現在出力状態に
ある各ラインのデータが、第３図中右方の各データＷ等
に相当する。そして、■フレーム周期毎に、これらのデ
ータＷ等の添附数字のうちのｎを１ずつ増加（インクリ
メント）したデータが順次出力される。

さらに、これら３２本の出力ラインからの各データＷ等
をシリアル伝送する際、例えば光学ディスク等に記録す
る際には、現在出力中のフレームのライン番号０から３
１までを時間軸に沿ってｌフレーム期間内の範囲に順次
配列し、１フレ一ム期間につき３２ワード（８ビツト長
ワード）の割合でシリアル伝送する。

従って、例えば第１０図のワードデータｌｏが伝送され
てからデータ１６が伝送されるまでには、■フレーム期
間の時間的距離があり、データ１．．１６゜１１□、・
・・の伝送時からデータ４　、１７Ｈ４３ｒ・、・の伝
送時までには、それぞれ略６０フレーム期間以上の時間
的距離がある。すなわち、第１Ｏ図の例においては、６
２，５フレ一ム期間以上連続するようなバーストエラー
が生じない限り、データ系列ｌ。。

１１、１２１・・・の連続する２データがエラーとなる
ことはなく、偶数番目あるいは奇数番目のいずれかのデ
ータかエラーなく伝送される。

以上のように、スクランブル処理時の基本グループ数Ｍ
が２に対して、伝送する上記ブロック内のワード数Ｎを
１７とするときには、４がエラーとなっても、次のブロ
ックの第１番目のワードのデータ１１７は、バーストエ
ラーが略８１フレーム期間以上も連続しない限りエラー
となることはない。

また、ブロック内の第２番目のワードデータｌｌ吉次ノ
ブロックの対応ワードデータ４１８との時間的距離は略
６０フレーム期間であり、現実的には略６０フレーム期
間以上のバーストエラーが生じない限り、連続するブロ
ック間で対応するデータの両者が共にエラーとなること
はない。したがって、基準データとなる例えば波高値デ
ータの」二位部分と下位部分とを各ブロックの第１．第
２ワードに配した場合に、」二位部分のみが、あるいは
下位部分のみが、連続してエラーとなることは極めて少
なく、エラー吉なった波高値上位データあるいは下位デ
ータを補間等により補正するこ吉ができる。

この場合、特に、基準データとなる波高値データの最上
位ピッｌ−Ｍ　Ｓ　Ｂ側の上位データ部分のワードが連
続してエラーとならないようにするこ吉が、補間誤差を
最小限に抑える上で重要である。

また、Ｍ＝２の場合には、前記モード切換データ及びア
ダプティブ情報データを含む７ビツトデークを、例えば
ｌブロック内の第３．第４ワードのように連続する２ワ
ードに２重書きすることにより、一方がエラーきなって
も他方はエラーとなることがない。

ここで第１Ｉ図は、前述した第３図のスクランブル処理
用エンコーダに対して逆の操作を行なう逆スクランブル
処理用のデコーダの一例を示し、また第１２図は第１１
図のデコーダの処理を説明するための図である。これら
第１１図及び第１２図中のデータＷ等については、前述
した第３図や第１０図と同様であるため、説明を省略す
る。また、第１２図の曲線Ｃ，及びＣ２は、第１１図中
のＣＩデコーダ、Ｃ２デコーダによる処理を示している
。この第１２図は、第１１図の逆スクランブル処理用デ
コーダに用いられるメモリマツプを表イっすものと見る
こともでき、このメモリは、例えばＩワード８ビット、
■フレーム３２ワードで、全体として１０８フレーム（
あるいは１０９フレーム）の容量を有している。これは
、第３図のスクランブル処理用デコーダについても同様
であり、入力データを上記メモリに順次書き込み、ＣＰ
Ｕ等のコントローラｌこより読み出しアドレスを制御し
て、スクランブル処理及び逆スクランブル処理を実現す
ることができる。このアドレス制御等については、本発
明の要旨と無関係であるため、説明を省略する。

次に、第７図に示したようなブロック単位のデータを得
る手段については、本件出願人が先に特願昭５８−９７
６８８号等において開示した装置を用いればよい。

すなわぢ、第１１（２）は元のサンプリンク波高値デー
タ列より第７図のようなブロック単位のデータを得るた
めのエンコーダの一具体例を示すブロック回路図である
。

この第１３図において、エンコーダの入力端子３１には
、例えば１４ビットのディジクルデータ信号（サンプリ
ング波高値データ信号）が供給されている。この入力端
子３１に接続されたプリエンファシス回路３２は、特に
高域の信号を強調してＳＮ比を向上するために用いられ
るものであり、例えば５０μｓの時定数のものが用いら
れる。このプリエンファシス回路３２からの例えば１４
ビット出力は、マルチプレクサ３３、ブロック内最大値
検出比較回路３４、差分処理回路３５、及び和分処理回
路３６に、それぞれ送られる。ブロック内最大値検出比
較回路３４には、上記プリエンファシス回路３２からの
１４ビツトサンプリングデ一タ信号の他に、差分処理回
路３５からの例えば１５ビット差分データ信号、及び和
分処理回路３６からの１５ビット和分データ信号が供給
されている。このブロック内最大値検出比較回路３４に
おいては、ｌブロック（複数ワード）内の上記各データ
の絶対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、最大値の
小さいモードの方が圧縮効率が高いとして、モード選択
を行なう。差分処理回路３５は、例えばプリエンファシ
ス回路３２からのサンプルデータのうちの隣接するワー
ドの差分データを順次取り出す。すなわち、上記ｌブロ
ックに対応して上記サンプル波高値データのｎワードＸ
。。

ｘｌ、・・・、Ｘｎ−１が入力されるとき、差分処理回
路３５からは、ＤにＸ１−ｋ・Ｘ。

Ｄ２＝＝ｘ２−ｋ・ｘ。

Ｄｎ−＋　＝　Ｘｎ−＋　ｋ−Ｘｎ−まただしｋは減衰
係数、０　＜　ｋ　＜　１のｎ−１ワードの差分ＰＣＭ
テータＤＩ　、　Ｄ２　。

・・・、Ｄｎ−＋が出力される。この１ブロック分の各
差分ＰＣＭテータＤ、−Ｔ）ｎ−、は、ブＯツクメモリ
３７に送られて蓄えられる。和分処理回路３６は、上記
入力波高値テークと１サンプリング周期前の入力データ
の係数乗算値との和をとるものであり、１ブロツク内に
入力される波高値テークのｎワードＸｏ　””Ｘｎ−ｔ
に対する和分テークのｎ−］ワードＡＩ　＝Ａｏ−＋は
。

Ａ＋　＝　Ｘ１＋ｋ　・Ｘ。

Ａ、２　＝Ｘ２　＋に俊ＸＩＡｎ−＋　＝　Ｘｎ−＋　十ｋ　１ＩＸｎ−ｚとなる。

そして、ブロック内最大値検出比較回路３４においては
、１ブロツク内のそれぞれのモードにおけるワードのデ
ータのうちの最大絶対値、すなわち、一般ＰＣＭモード
におけるデータ（波高値テークＸ＋　ｗ　Ｘｎ−＋のう
ちの最大の絶対値、差分ＰＣＭモードにおける差分デー
タＤｌ−Ｄｎ−ｔのうちの最大の絶対値、及び和分ＰＣ
Ｍモードにおける和分テークＡ　ｓ−Ａ　ｎ−ｉのうち
の最大の絶対値をそれぞれ検出して、これらの３モード
の各最大絶対値を比較して、最も小さい最大絶対値を持
つモードが前述した等しいビット数でダイナミックレン
ジを広くとれるような圧縮効率の高いモードであると判
断し、このモード情報及びこのモードの最大絶対値を、
モード選択・アダプティブ情報算出回路４１に送る。

ここで、上記一般Ｐ：ＣＭモード、差分ＰＣＭモード、
及び和分ＰＣＭモードのうちの圧縮効率が最も高くなる
ものについては、本件出願人が例えば特願昭５８−９７
６８８号等において提案したディジタル信号伝送装置に
開示したように、入力信号周波数に応じて変化する。す
なわち、第１４図は入力信号を一定のサンプリング周波
数でサンプリングし、上記波高値、差分値、及び和分値
をそれぞれ等しいビット数で量子化するときに得られる
ダイナミックレンジを示している。この第１４図におい
ては、縦軸にダイナミックレンジのｄＢ値を、横軸に入
力信号周波数ｆ１をそれぞれとっており、サンプリンク
周波数ｆｓ及び量子化ビット数をそれぞれ例えば３２Ｔ
Ｇ（ｚ及び８ビツトとした場合の、一般ＰＣＭモード時
の特性曲線Ａ、差分ＰＣＭモード時の特性曲線Ｂ１及び
和分ＰＣＭモード時の特性曲線Ｃを、それぞれ示してい
る。

この第１４図から明らかなように、入力信号周波数ｆＩ
が低域からｆｓ／６までのときは、差分ＰＣＭモードの
ダイナミックレンジが大きく、相対的に圧縮効率が最も
高い。同様に、入力信号周波数ｆｌがｆＳ／６からｆｓ
　／　３までの範囲では一般ＰＣＭモードが、また入力
信号周波数ｆｉがｆｓ７３以上のときは和分ＰＣＭモー
ドが、それぞれダイナミックレンジを大きくとれ、圧縮
効率が高いものとなる。

従って、入力信号が正弦波の場合に、上記３モードのう
ちで最大絶対値が最も小さくなるモードは、同じビット
数でダイナミックレンジがｉも広くなるモードに該当し
、これは入力信号周波数に略対応して定まる。すなイ〕
ち、ブロック内最大値検出比較回路３４は、入力信号周
波数スペクトルの検出機能を有するものとみなすことが
でき、差分ＰＣＭモードが選択されたときには中低域周
波数の信号が、一般ＰＣＭモードが選択されたときには
高域周波数の信号が、また、和分ＰＧＭモードが選択さ
れたときにはさらに高い周波数の信号が、それぞれ入力
されたものと判断するこ吉ができる。

次に、モード選択・アダプティブ情報算出回路４１は、
上記最大値の小さいモード、すなわち圧縮率の高いモー
ドを選択するための情報、及び量子化ステップの大きさ
を示すアダプティブ情報を出力する回路であり、モード
選択情報はモード切換処理回路４２及びマルチプレクサ
３３に、またアダプティブ情報は前述のブロック単位の
準瞬時圧縮を行なうアダプティブ処理回路４３及びマル
チプレクサ３３に送られる。モード切換処理回路４２に
は、ブロックメモリ３７に蓄えられた】ブロック分の差
分処理データＤ＋〜Ｄｎ−＋が送られており、上記モー
ド選択情報に応じて選択されたモードの１ブロック分の
全ワードのデータ、すなわち、一般ＰＣＭモード選択時
にはＸ１〜Ｘｎ−１のデータ、差分ＰＣＭモード選択時
にはＤ１〜Ｄｏ−＋　のデータ、和分ＰＣＭモード選択
時にはＡ１〜Ａ、ｎ−１のデータをそれぞれ出力し、ア
ダプティブ処理回路４３に送る。ここで、モード切換処
理回路４２の具体的動作としては、入力データである１
ブロック分の差分データＤ、−Ｄｎ−１及びプリエンフ
ァシス回路３２からの瞬時波高値データＸ。に基づいて
、上記選択されたモードのデータを得るような処理を行
なうものであり、差分ＰＣＭモード選択時には、入力デ
ータＤ１〜Ｔ）ｎ−＋をそのまま出力すればよい。一般
ＰＣＭモード選択時には、和分動作により差分処理を打
ち消せばよく、具体的には、２７− ｘ＋　＝　Ｄｉ　十ｋ　−ｘ。

Ｘ２−Ｄ２　十に−ｘｌＸｎ−＋　＝］）１−１　＋に−Ｘｎ−２の演算処理を
行なえばよい。同様に、和分ＰＣＭモード選択時には、
和分動作を２回行なうことにより、上記入力データＤ　
１ｗ　Ｄｎ−を及びｘＯより和分データＡ１〜Ａ　ｎ−
１を得ることができ、Ａ＋　＝ｘ＋　＋に−ＸＯ＝Ｄｌ
＋２　ｋｘ。

Ａ２　＝＝ｘ２＋に−ｘ□＝Ｄｚ　−１−’！ｋｘ２Ａ
　ｎ−ｉ　”　Ｘ　ｎ’−１＋”　Ｘｎ−２＝　Ｄｎ−
０＋２　ｋ　Ｘｎ−ｇのようになる。

次に、ブロック単位アダプティブ処理回路４３は、上記
最大絶対値に応じた量子化ステップ幅で、モード切換処
理回路４２からのブロック内モードのデータの再量子化
を行なう。

このアダプティブ処理回路４３からの出力データは、１
ブロツク内に入力された１ワード例えば２８− １５ビツトとするｎ　−１ワードのデータ、すなわち一
般ＰＣＭモード選択時にはデータｘ１〜Ｘｎ−ｒ、差分
ＰＣＭモード選択時にはデータＤ　ｒ　＝　Ｄ　ｎ−＋
、和分ＰＣＭモード選択時にはデータＡ１〜Ａｎ−１の
いずれかをそれぞれアダプティブ処理したｎ−１ワード
のデータである。このときのアダプティブ処理は、選択
されたモードにおける上記ブロック内最大絶対値の最上
位ピッｌ−Ｍ　Ｓ　Ｂの下位側に連続する°０”の個数
に応じて、ブロック内の全ワードに対して共通にビット
圧縮処理を行なうものである。例えば上記最大絶対値の
ＭＳＢも含めて下位側に連続してｍ＋１個の“０“が配
されるときには、上記選択されたモードの１ブロツク内
の他の絶対値データは、最上位側に少なくともｍ　＋　
１個以上の“Ｏ″が存在しているから、ＭＳＢを除いて
ｍビットのビット圧縮がブロック内の全ワードについて
共通に行なえる。すなわち、元の１５ビツト人カデータ
が２の補数表示による正負の値を持つ場合において、こ
の入力データが正の数のときには、符号ビットであるＭ
ＳＢより下位側に向つて少な（ともｍ−４−１ビツト以
上“０“が連続しているから、ｍビット左方シフトした
出力データのＭＳＢも°０°で正の数を表わし、また、
元の１５ビット入カデータが負の数のときには、ＭＳＢ
から少なくともｍ＋１ビツト以上°１“が連続している
から、ｍビット左方シフトシた出力データのＭＳＢも“
１°となり負の数を表わす。これらのｍビット左方シフ
トは、符号ビットＭＳＢを不変をこ保ち、第２位のビッ
ト２８Ｂ以下をｍビット左方シフトする、いわゆる算術
左方シフトと考えることもできる。

次に、このようなブロック単位での準瞬時圧縮処理が施
されたアダプティブ処理回路４３からのデータは、ワー
ド単位アダプティブ処理回路４４に送られて、■ブロッ
ク内の各ワード毎にそれぞれ単独に、例えば折線圧縮の
ような非線形瞬時圧縮処理が施されて、例えば１ワード
７ビツトのデータに変換される。

さらに必要に応じて、これらのアダプティブ処理回路４
３．４４に関連して、ノイズスペクトル変更のためのノ
イズシェイピング処理を行なうエラーフィードバック回
路部４６が設けられている。

このエラーフィードバック回路部４６によるノイズシェ
イピングの動作原理について本件出願人が先に提案した
特願昭５８−９７６８９号に詳細に開示されているが、
要点さしては、再量子化を行なうアダプティブ処理回路
４３．４４の入力と出力との間で生じたエラー分を、減
算動作を行なう加算器４６ａで検出し、この加算器４６
ａの出力を遅延回路４６ｂにより例えば１サンプリング
周期だけ遅延した後、フィードバック量調整回路４６Ｃ
により所定量だけ減衰し、アダプティブ処理回路４３の
入力側に設けられた減算動作を行なう加算器４７に送っ
て、いわゆる帰還（フィードバック）をかけている。こ
のようなエラーフィードバックにより、再量子化ノイズ
のスペクトルを例えば高域側に集中するようなスペクト
ル形状に変更するものである。この場合、聴覚のマスキ
ング効果を考えると、ノイズのスペクトルを入力信号の
スペクトルの形状にできるだけ一致させることが望まし
い。実際には、高い周波数領域で選択されるモードはど
大きなエラーフィードバックをかけるようにすればよい
。

マルチプレクサ３３は、プリエンファシス回路３２から
の瞬時波高値データ、モード選択・アダプティブ情報算
出回路４１からのアダプティブ情報データ及びモード選
択情報データ、さらにアダプティブ処理回路４４からの
アダプティブ処理及びノイズシェイピング処理のなされ
た１ワードが７ビツトでｎ　−１ワードのデータＸ１〜
Ｘｎ−１を、時系列ディジタルデータに変換し、例えば
前述の第７図ζこ示すような順序で各ワードのデータを
、出力端子３９を介し、シリアル伝送する。

なお、第７図の例では、上記光のブロック内ワード数ｎ
を１４とし、伝送時の１ブロツク内のワード数Ｎを１７
としており、このブロック内の１７ワードＷｏ　”　Ｗ
ｌｇについては、元の波高値デー’）Ｘ−ｏの上位７ビ
ツトをＷＯに、下位ビラトラＷｌに配し、上記アダプテ
ィブ情報データ及びモード選択データについては、ワー
ドＷ２　、　Ｗａに２重書きし、残りの１３ワードＷ４
〜Ｗ＋６にそれぞれデータＸ＋　−Ｘ１３を配分してい
る。

このような第１３図のエンコーダを、第３図に示すよう
なスクランブル処理用エンコーダニ接続するためには、
マルチプレクサ３３からのシリアルデータをワード毎に
例えば前述したワードｌ。。

１１．１３２．・・・に順次対応させればよく、具体的
には、マルチプレクサ３３からのデータを６ワ一ド単位
のシリアル−パラレル変換器を介して、６ワードのパラ
レルデータに変換し、これら６ワードデータを、第３図
の各ワードｗ＋２ｎ　、　Ａ　Ｉ　Ｗ＋２ｎ＋２．ＡＩ
　Ｗ１２ｎ＋４．　Ａ　、　Ｗ１２ｎ＋６．Ａ　、　Ｗ
Ｉ２１＋８．Ａ　、及びＷ　＋２０＋　１０．Ａとして
それぞれ供給するように構成すればよい。

また、第１３図のエンコーダと逆の操作を行なうデコー
ダとしては、例えば第１５図のような構成を用いればよ
い。

すなわち、この第１５図の入力端子５１には、前記第１
１図に示すような逆スクランブル処理用デコーダの２４
本の出力ラインのうちの１チャンネル分、例えば前記デ
ータ列４　、ｌｌ　Ｈ”’　２　＋・・・が出力される
ような６本の出力ラインからの出力信号がシリアルデー
タに変換されることによって、例えば第７図のようなワ
ード配列で１ブロツクが構成されるディジタル信号が入
力され、この入力信号はマルチプレクサ５２に供給され
る。マルチプレクサ５２は、例えば上記入力ディジタル
信号中のブロック同期信号やワード同期信号に基いて、
前述した各種データを互いに分離し、アダプティブ処理されたいずれかのモ
ードのデータＸ】〜ｘｎ−，をワード単位アダプティブ
（復元）処理回路５３に送る。

このワード単位アダプティブ処理処理回ｌ８５３は、前
述した第６図のエンコーダ側のワード単位アダプティブ
処理回路４４に対して逆の処理を行なうものであり、１
ブロツク内の各ワード毎に、例えば前述した折線の非線
形圧縮の逆操作となる非線形伸張処理を施す。

このワード単位アダプティブ復元処理回路５３からの出
力データは、ブロック単位アダプティブ（復元）処理回
路５４に送られ、この処理回路５４は、マルチプレクサアダプティブ情報データに基づき、アダプティブ復元動
作を行なう。例えばｌ−ｍビットのデータＸｒ〜Ｘｎ−
ｌのＭＳＢ（符号を示すビット）を前記ｍビット分符号
拡張して全体さしてｌビットの２の補数表示データに変
換する。このｅビットレートは、モード選択デー２本が
指示するモードのデータであり、一般ＰＣＭモードが選
択されているときには前記データＸ】〜Ｘｎ−１、差分
ＰＣＭモード時には前記テーク１１１〜Ｄｎ−１、和分
ＰＣＭモード時には前記データＡ１〜Ａ．ｎ−＋となっ
ている。このようなアダプティブ（復元）処理回路５４
からのデータは、モード切換処理回路５５に送られ、上
記モード選択データ檎に応じた処理が行なイっれて、前
述した波高値データＸｌ　＝　Ｘｎ−　ｌＬなってマル
チプレクサ５６に送られる。このモード切換処理回路５
５における動作としては、入力データが一般ＰＣＭテ゛
ータＸ１〜ｘｎ−，のときにはそのまま出力し、入力デ
ータが差分ＰＣＭデータＤ１〜Ｄｎ−＋のときには前述
のような和分動作によりデータＸ＋〜Ｘｎ−１に変換し
、入力データが和分ＰＣ’ＭデータＡＸ〜Ａｎ−　１の
ときには差分動作によりデータＸＩ　ｗ　ｘｎ−１に変
換する。これらの和分動作及び差分動作時には、瞬時波
高値データも使用される。

次に、マルチプレクサ５６は、入力段のマルチプレクサ
５２からの瞬時波高値データ及びモード切換処理回路５
５からの波高値データＸＩＭｊＸｎ−１を、例えばサン
プリング周期でｊ順次１ワードずつ出力し、】ブロック
周期でｎワード（例えば１４ワード）のデータｘｏ　”
’　ｘｎ−　１を順次出力する。マルチプレクサ５６か
らの出力は、前記プリエンファシス回路３２と逆の特性
を有するディエンファシス回路５７を介して、出力端子
５８より取り出される。

以上の説明からも明らかなように、第１３図のエンコー
ダ及び第１５図のデコーダを用いることにより、複数の
データワードをブロック化し、このブロック単位で準瞬
時圧伸処理を施し、さらにｌブロック内の各ワードに対
して非線形瞬時圧伸処理を施すことにより、圧縮効率が
大幅に向上し、効率よくダイナミックレンジの拡大を図
ることができる。また、伝送すべきデータの複数ワード
をブロック化したことにより、差分ＰＣＭモードあるい
は和分ＰＣＭモードにおけるエラー伝播を短期間で終息
させるこきができ、また前明差分、和分処理時の減衰定
数ｋを大きくとれ、大きなアダプティブ動作を行なえる
ため、ダイナミックレンジの広いアダプティブ差分（あ
るいは和分）ＰＣＭディジタル信号の伝送が可能吉なる
。さらに、アダプティブ情報を１ブロツクにつきｌワー
ドの割合で伝送すればよいため、各ＰＣＭデータのワー
ド毎にアダプティブ情報を送る場合に比べて少ないビッ
トレートで済み、しかも冗長度を極端に増加させること
なくエラー訂正能力を大幅に高めるときが可能となる。

さらに、一般ＰＣＭ七ード、差分ＰＣＭモード、和分Ｐ
ＣＭモード等の種々の伝送モードにおける上記ブロック
内のワードの最大値を比較することにより、より大きな
圧縮を行なえるモードを選択して、この選択されたモー
ドのデータを１ブロック単位で伝送しているため、エラ
ー伝播、瞬時ＳＮ比の劣化、歪率の増大等の悪影響を最
も低減し、かつ高い伝送効果のディジタル信号伝送が可
能となる。

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、例えば、ブロック毎に準瞬時圧縮のみを行なう場合
に、アダプティブ情報データを含むワードを基準テーク
としてもよい。

〔発明の効果〕

本発明に係るディジタル信号伝送方法によれば、複数ワ
ードのデータをブロック化するとともに、各ブロック内
にサンプリンク波高値データのような基準テークワード
を配して伝送する際に、バーストエラーが発生しても、
上記基準データワードが複数ブロックにわたって連続し
てエラーとなることが防止でき、補間等の処理によりエ
ラーとなった基準ワードを訂正することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はスクランブル処理の基本操作を説明するための
ワード配列を示す図、第２図はハ゛−ストエラー発生時
の再生データワードのエラーを示すクイムチャ−１・、
第３図は本発明の一実施例に用いられるスクランブル処
理用エンコーダを示すブロック線図、第４図はステレオ
オーディオ信号のり、Ｒチャンネルのサンプリングを説
明するためのクイムチャ−１・、第５図は上記サンプリ
ング波高値データワードのフレーム構成を説明するため
の図、第６図は第５図のデータワードのスクランブル処
理を説明するための図、第７図は伝送するテークワード
の１ブロツク内のワード構成例を示す図、第８図は上記
り、Ｒチャンネルの１６ビツ］・波高値データワードと
７ビツトデータワードとの対応関係を示す図、第９図は
第３図のスクランブル処理用エンコーダにおける第１の
操作を説明するための図、第１Ｏ図は第３図のエンコー
ダにおけるスクランブル処理全体を説明するための図、
第１１図は第３図のエンコーダに対して逆の操作を行な
う逆スクランブル処理用デコーダを示すブロック線図、
第１２図は第１１図のデコーダの処理を説明するための
圀、第１３図はブロック完結型ティジタル信号伝送に用
いられるエンコータノー例を示すブロック回路図、第１
４図は一般、差分、及び和分ＰＣＭモードの各ダイナミ
ックレンジの周波数特性を示すクラ７、第１５図は第１
３図のエンコーダと逆の操作を行なうデコーダの一例を
示すブロック回路図である。１．３１・・・・・・入力端子２・・・・・・・・・・・・・・・ブロック内最大絶対
値検出回路３・・・・・・・・・・・・・・・アダプテ
ィブ情報発生回路４．３７・・・・・・ブロックメモリ５．４３・・・・・・ブロック単位アダプティブ処理回
路６．４４・・・・・・ワード単位アダプティブ処理回
路７．３３，５２．５６・・・・・・　マルチプレクサ
８．３９・・・・・・出力端子３４・・・・・・ブロック内最大値検出比較回路３５・
・・・・・差分処理回路３６・・・・・・和分処理回路４１・・・・・・　モード選択アダプティブ情報算出回
路４２・・・・・・モード切換処理回路

Claims

【特許請求の範囲】

（１）入力信号をサンプリングして得られた波高値デー
タに基づくディジタルデータの複数ワードの一定ワード
数毎にブロック化するとともに、少なくとも上記ブロッ
ク内の所定位置に該ブロック内の他のデータを復元する
ために必要きされるデータを配して１ブロツク内のワー
ド数を全体としてＮワードとなし、上記各ワード毎にＭ
個のグループに振り分けるようにスクランブル処理を施
してシリアル伝送する際ｌこ、上記ブロック内ワード数
Ｎと上記スクランブルのワード振り分けのグループ数Ｍ
との間に、Ｎ）Ｍ、かつＮとＭとは互いに素の条件を満足させることを特徴とするディジタル信号伝
送方法。
（２）　上記基準データワードをサンプリング波高値デ
ータとし、上記ブロック内の他のデータを元の波高値デ
ータの線形１次結合により得られたデータとすることを
特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のディジタル
信号伝送方法。
（３）上記ブロック内ワード数Ｎを素数とすることを特
徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のディジタル信
号伝送方法。
（４）上記ブロック内ワード数Ｎ１　及び上記スクラン
ブルのグループ数Ｍのうちの一方を奇数とし、他方を偶
数とするこさを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記
載のディジタル信号伝送方法。
（５）上記基準データを複数ワードで構成し、上記ブロ
ック内の所定位置にそれぞれ配すことを特徴とする特許
請求の範囲第（１）項記載のディジタル信号伝送方法。
（６）上記基準データに他のデータζこついてのデータ
処理情報を含ませることを特徴とする特許請求の範囲第
（１）項記載のディジタル信号伝送方法。