JPS6066687A - 無整流子電動機の制御方式 - Google Patents
無整流子電動機の制御方式Info
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- JPS6066687A JPS6066687A JP58172887A JP17288783A JPS6066687A JP S6066687 A JPS6066687 A JP S6066687A JP 58172887 A JP58172887 A JP 58172887A JP 17288783 A JP17288783 A JP 17288783A JP S6066687 A JPS6066687 A JP S6066687A
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- armature current
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
この発明は、電動機側変換器に電圧モデルにより制御さ
れる他動インバータを使用するとともに、電機子反作用
を補（ｒ（する界磁々束制御ループを備えた無整流子電
動機（サイリスタモータ）の制御方式に閃する。
れる他動インバータを使用するとともに、電機子反作用
を補（ｒ（する界磁々束制御ループを備えた無整流子電
動機（サイリスタモータ）の制御方式に閃する。
第１図はかかるサイリスタモータ制御装置の従来例を示
す借成因、第２図は第１図の定余裕角パルス発生器の構
成を詳細に示すブロック図、第３図は第２図の各部波形
を示す波形図である。第１図において、１は速度調節器
（ＡＳＲ）、２は電流調節器（ＡＣＩＬ）、３は点弧角
Ｗ１を整然、４はサイリスタ変換器、５は速度起電力（
逆起電力）演算器、６は磁束演算器（れ″１分器）、７
は定余裕角パルス発生器、８はパルス分配器、９はサイ
リスタモータ（同期電動ａ）、ｔＯは速度検出用発電機
、１１は磁束調節器（ＡΦ几）、１２は界磁電流調節器
、１３は界磁用サイリスタの点弧角調整器、ＳＥｌは速
度設定器、ＳＦ３は磁束設定器、ＤＣＬは直流平滑用リ
アクトルである。
す借成因、第２図は第１図の定余裕角パルス発生器の構
成を詳細に示すブロック図、第３図は第２図の各部波形
を示す波形図である。第１図において、１は速度調節器
（ＡＳＲ）、２は電流調節器（ＡＣＩＬ）、３は点弧角
Ｗ１を整然、４はサイリスタ変換器、５は速度起電力（
逆起電力）演算器、６は磁束演算器（れ″１分器）、７
は定余裕角パルス発生器、８はパルス分配器、９はサイ
リスタモータ（同期電動ａ）、ｔＯは速度検出用発電機
、１１は磁束調節器（ＡΦ几）、１２は界磁電流調節器
、１３は界磁用サイリスタの点弧角調整器、ＳＥｌは速
度設定器、ＳＦ３は磁束設定器、ＤＣＬは直流平滑用リ
アクトルである。
交泥電源はＴｌＬ源側変換器４１により直流に変換され
た後、直流リアクトルＤＣＬにて平滑され、電動機側変
換器４２により交流に再変換されてサイリスクモータ９
が駆動される。この場合の速度１謬陣は、速度設定器Ｓ
Ｅ１からの速度設定信号（目標値）ｒ？＊と、電動機９
に直結された速度検出用発電機ｌＯからの速度実際値（
検出値）ｎとを比較して速度Ｈ部器１に入力し、次いで
その出方信号、すなわち、電流指令ｉ＊と電源側変換器
４１の電流検ＩＢ信号ｉとを比較して電波間にテ器２に
入力し、その出力信号で点弧角調Ｍ器３を介して電源側
変換器４１の位相制御を行なうことにより達成される。
た後、直流リアクトルＤＣＬにて平滑され、電動機側変
換器４２により交流に再変換されてサイリスクモータ９
が駆動される。この場合の速度１謬陣は、速度設定器Ｓ
Ｅ１からの速度設定信号（目標値）ｒ？＊と、電動機９
に直結された速度検出用発電機ｌＯからの速度実際値（
検出値）ｎとを比較して速度Ｈ部器１に入力し、次いで
その出方信号、すなわち、電流指令ｉ＊と電源側変換器
４１の電流検ＩＢ信号ｉとを比較して電波間にテ器２に
入力し、その出力信号で点弧角調Ｍ器３を介して電源側
変換器４１の位相制御を行なうことにより達成される。
一方、電動機側変換器４２の位相制御は、検出器を介し
て得られる電動機端子電圧ｖＭおよび電機子電流Ｉｍか
ら、電機子抵抗（几）と電俄子洩れリアクタンス（Ｌ６
）の電圧降下分を考慮して演ｎ器５により所定の演算を
行なうことにより逆起電力Ｅを演算し、さらに、積分器
６（電圧モデルともいう。）にて積分することにより電
動機内部磁束Φをめ、この磁束波形を基準鈍して定余裕
角パルス発生器７で所定パルス幅の定余裕角パルスを作
成し、これをパルス分配器８を介して電動機側変換器４
２の点弧制御をすることにより行なわれる。
て得られる電動機端子電圧ｖＭおよび電機子電流Ｉｍか
ら、電機子抵抗（几）と電俄子洩れリアクタンス（Ｌ６
）の電圧降下分を考慮して演ｎ器５により所定の演算を
行なうことにより逆起電力Ｅを演算し、さらに、積分器
６（電圧モデルともいう。）にて積分することにより電
動機内部磁束Φをめ、この磁束波形を基準鈍して定余裕
角パルス発生器７で所定パルス幅の定余裕角パルスを作
成し、これをパルス分配器８を介して電動機側変換器４
２の点弧制御をすることにより行なわれる。
定余裕角パルス兄生器７は、第２図に卯しく示されるよ
うに、９０度だけ位イＵを進める位相進め回路７１．コ
ンパレータ７２、転流型なり力演算器（Ｕ演算器）７３
、磁束絶対値演算器７４およびスイッチ８１〜８３等よ
り構成される。
うに、９０度だけ位イＵを進める位相進め回路７１．コ
ンパレータ７２、転流型なり力演算器（Ｕ演算器）７３
、磁束絶対値演算器７４およびスイッチ８１〜８３等よ
り構成される。
なお、スイッチ８１〜８３ハ、＆ｉ東の各ｔｓｎｕｓ分
Φｕｖ、Φ６．Φ訃が正のときは’ｉ’＠ｔｃあり、負
のときは′ｍ２′側に切り換わるものである〇その動作
について、第２図および第３図を参照して説明する。
Φｕｖ、Φ６．Φ訃が正のときは’ｉ’＠ｔｃあり、負
のときは′ｍ２′側に切り換わるものである〇その動作
について、第２図および第３図を参照して説明する。
ｍ３図（イ）で示される如き有効磁束の各砿ｆｆ［成分
（Φｕｖ、ΦＶＷｅΦｗｕ ）は、まず９０’ｅＪ（電
気角）位相進め回路７１においてそれぞれ９０’ｅＪだ
け進められる（Φｕｖ→Φ’ＬＩＶ＊ΦｖＷ＋Φ’ＶＷ
ｅΦｗｕ→Φ’ｗｕ）。
（Φｕｖ、ΦＶＷｅΦｗｕ ）は、まず９０’ｅＪ（電
気角）位相進め回路７１においてそれぞれ９０’ｅＪだ
け進められる（Φｕｖ→Φ’ＬＩＶ＊ΦｖＷ＋Φ’ＶＷ
ｅΦｗｕ→Φ’ｗｕ）。
なお、この位相進め回路７１は、入力信号が３相平衡入
力であれば単純な加減算回路によ？て構成することがで
きる。このようにして得られるΦ’ｕＶ ＦΦ’ＶＷｓ
Φ’ｗｕはそれぞれ速度起電力”１１／ ＃ ”ＶＷ
ｅＥｗｕ （Ｎえば、Ｅｕｖはｕｖ同の速度起電力）と
同位相となる。一方、磁束絶対値演算器７４の出力を分
圧して得られる余裕角設定電圧■γと、電流指令値（ま
たは検出値）および磁束絶対値からＵ演算器７３により
得られる重なり角演算電圧■。とが加算され、制御進み
角（βン指令電圧Ｖβが作成される。次いで、制御進み
角指令電圧Ｖβはスイッチ３１””８３により各相の入
力磁束波形の正負に応じて極性が切り換えられる。この
ようにして得られた矩形波のβ指令電圧（±Ｖβ）は第
３図（ロ）の如くそれぞれΦ’ＬＩＴ ｔΦ’ｖｗ ｔ
Φ’ｗｕと大小比較することにより、電圧／角度の変換
が行なわれ、第３図（ハ）の如き定余裕角パルス（ｘｓ
ｏ”ｅｚ１６）が作り出される。
力であれば単純な加減算回路によ？て構成することがで
きる。このようにして得られるΦ’ｕＶ ＦΦ’ＶＷｓ
Φ’ｗｕはそれぞれ速度起電力”１１／ ＃ ”ＶＷ
ｅＥｗｕ （Ｎえば、Ｅｕｖはｕｖ同の速度起電力）と
同位相となる。一方、磁束絶対値演算器７４の出力を分
圧して得られる余裕角設定電圧■γと、電流指令値（ま
たは検出値）および磁束絶対値からＵ演算器７３により
得られる重なり角演算電圧■。とが加算され、制御進み
角（βン指令電圧Ｖβが作成される。次いで、制御進み
角指令電圧Ｖβはスイッチ３１””８３により各相の入
力磁束波形の正負に応じて極性が切り換えられる。この
ようにして得られた矩形波のβ指令電圧（±Ｖβ）は第
３図（ロ）の如くそれぞれΦ’ＬＩＴ ｔΦ’ｖｗ ｔ
Φ’ｗｕと大小比較することにより、電圧／角度の変換
が行なわれ、第３図（ハ）の如き定余裕角パルス（ｘｓ
ｏ”ｅｚ１６）が作り出される。
一方、電圧モデル（１１１分器）６より得られた磁束Φ
（正確には、磁束の絶対値１Φ１）は、磁束調節器（Ａ
Φ几）１１に与えられ、ここで、その設定値（指令値）
Φ＊と等しくなるように調節演算され、その出力は界磁
電流調節器（ＦＣ几）１２の電流指令ｌＦ＊となる。こ
のとき、電流調節器１２には界磁電流実際値（検出値）
ｉＦが入力されているので、調節器１２では磁束調節器
１１の出力ｉＦ＊と界磁電流実際値ｉｐとの偏差が零と
なるような１４ｍ演算が行なわれ、その出力により位相
調整器１３を介して所定の信号を界磁用サイリスタへ供
給することにより、電動機内部磁束を全負荷範囲にわた
って一定に保つように制御する。
（正確には、磁束の絶対値１Φ１）は、磁束調節器（Ａ
Φ几）１１に与えられ、ここで、その設定値（指令値）
Φ＊と等しくなるように調節演算され、その出力は界磁
電流調節器（ＦＣ几）１２の電流指令ｌＦ＊となる。こ
のとき、電流調節器１２には界磁電流実際値（検出値）
ｉＦが入力されているので、調節器１２では磁束調節器
１１の出力ｉＦ＊と界磁電流実際値ｉｐとの偏差が零と
なるような１４ｍ演算が行なわれ、その出力により位相
調整器１３を介して所定の信号を界磁用サイリスタへ供
給することにより、電動機内部磁束を全負荷範囲にわた
って一定に保つように制御する。
以上の如く、定余裕角、定磁束制御を行なうサイリスタ
モータシステムは、電動機が小型で済み、高力率、高効
率になるという特徴、利点を有しているが、電動側力率
を全負荷範囲にわたって極小にするため、軽負荷時の電
流断続が従来のものに比べて起り易くなるという問題点
がある。なお、電機子電流が断続すると、ＡＣ几制御ル
ープの最適調整点が変化して制御特性（設定変更や負荷
変動に対する連応性）が低下し、場合によってはハンチ
ングとなる等の問題を引き起すものである。
モータシステムは、電動機が小型で済み、高力率、高効
率になるという特徴、利点を有しているが、電動側力率
を全負荷範囲にわたって極小にするため、軽負荷時の電
流断続が従来のものに比べて起り易くなるという問題点
がある。なお、電機子電流が断続すると、ＡＣ几制御ル
ープの最適調整点が変化して制御特性（設定変更や負荷
変動に対する連応性）が低下し、場合によってはハンチ
ングとなる等の問題を引き起すものである。
この発明Ｇ：１かかる点に１みてなされたもので、ザイ
リスタモータ軽負荷時の電流断続を起り難くし、かつ電
動機側変換器の定余裕角特性を損なうことのない制御方
式を提供することを目的とするものである。
リスタモータ軽負荷時の電流断続を起り難くし、かつ電
動機側変換器の定余裕角特性を損なうことのない制御方
式を提供することを目的とするものである。
その要点は、電動機側変換器として電圧モデルにより制
御される他励インバータを使用するとともに、電機子反
作用を補償すべく電動機内部磁束を略一定に制御する界
磁々束制御ループを備えたサイリスタモータ制御システ
ムにおいて、軽負荷時に電機子電流が断続し、制御特性
が悪化するのを数件ずべく、電機子電流が成るレベル以
下になったら、上記磁束制御ループの磁束指令値を強制
的に一定の値よりも小さくして、その回避を図るように
した点にある。
御される他励インバータを使用するとともに、電機子反
作用を補償すべく電動機内部磁束を略一定に制御する界
磁々束制御ループを備えたサイリスタモータ制御システ
ムにおいて、軽負荷時に電機子電流が断続し、制御特性
が悪化するのを数件ずべく、電機子電流が成るレベル以
下になったら、上記磁束制御ループの磁束指令値を強制
的に一定の値よりも小さくして、その回避を図るように
した点にある。
第４図はこの発明の実施例を示す要部構成図、ｆｔ５ｓ
図は電機子Ｗ、流と磁束指令値との関係を示すグラフで
ある。
図は電機子Ｗ、流と磁束指令値との関係を示すグラフで
ある。
第４図は、第１図に示される従来例と同様の磁束制御ル
ープのみを取り出して示すもので、磁束指令値演算回路
１４が付加されている点が特徴である。この磁束指令値
演算回路１４は、例えば関数発生器からなり、第５図の
如き特性、すなわち、電機子電流ＩＭがある値ＩＭＩ以
上のときは、一定の磁束指令Φ＊を出し、それ以下のと
きは、電流ＩＭに比剥して減少する如き値を出力するよ
うに設計されている。なお、この場合の電機子電流とし
ては、第１図に示される速度調節器（Ａｓ几）１の出力
、すなわち電機子電流指令値または電機子電流実際値を
使用することができる。ここで、磁束指令値がΦ＊のま
まで負荷が軽くなったときの電機子電流の断続点がＰｌ
であるとすると、磁束＊ 指令値がΦ、よりも小さくなれば、例えば２２点の如く
電流断続点は低い方へ移動し、このため、負荷が軽くな
っても電機子電流の断続を避けることができる。この電
機子電流の断続点Ｐ２は、電流値ＩＭＩまでの範囲の磁
束の下げ方、すなわち勾配を加減することにより適宜セ
ットすることができる。
ープのみを取り出して示すもので、磁束指令値演算回路
１４が付加されている点が特徴である。この磁束指令値
演算回路１４は、例えば関数発生器からなり、第５図の
如き特性、すなわち、電機子電流ＩＭがある値ＩＭＩ以
上のときは、一定の磁束指令Φ＊を出し、それ以下のと
きは、電流ＩＭに比剥して減少する如き値を出力するよ
うに設計されている。なお、この場合の電機子電流とし
ては、第１図に示される速度調節器（Ａｓ几）１の出力
、すなわち電機子電流指令値または電機子電流実際値を
使用することができる。ここで、磁束指令値がΦ＊のま
まで負荷が軽くなったときの電機子電流の断続点がＰｌ
であるとすると、磁束＊ 指令値がΦ、よりも小さくなれば、例えば２２点の如く
電流断続点は低い方へ移動し、このため、負荷が軽くな
っても電機子電流の断続を避けることができる。この電
機子電流の断続点Ｐ２は、電流値ＩＭＩまでの範囲の磁
束の下げ方、すなわち勾配を加減することにより適宜セ
ットすることができる。
また、このようにしても、電動機側変換器の定余裕角制
御に影響を与えないので、電ｒｆＩＪＪ機力率は高力率
に保たれる。なお、磁束指令値が減少することによって
電動機内部磁束が減少し、電機子反作用が増加して内部
相差角Ｊが増加するが、これは、もともと軽負荷で定余
裕角制御を行なっているためであって、電動機力率、電
動機側変換器の転流に対する影響は無いものである。ま
た、転流型なり角の増加についても、もともと電流が断
続するような領域の議論であるため、全く問題はなく、
電動機力率に与える影響も殆んど無い。なお、磁束指令
値演算回路１４は、ＲＯＭメモリを用いて実現すること
もできる。
御に影響を与えないので、電ｒｆＩＪＪ機力率は高力率
に保たれる。なお、磁束指令値が減少することによって
電動機内部磁束が減少し、電機子反作用が増加して内部
相差角Ｊが増加するが、これは、もともと軽負荷で定余
裕角制御を行なっているためであって、電動機力率、電
動機側変換器の転流に対する影響は無いものである。ま
た、転流型なり角の増加についても、もともと電流が断
続するような領域の議論であるため、全く問題はなく、
電動機力率に与える影響も殆んど無い。なお、磁束指令
値演算回路１４は、ＲＯＭメモリを用いて実現すること
もできる。
この発明によれば、電機子電流が所定の値以下のときは
、該電流の減少に応じて磁束指令値を減少させるだけの
簡単な手段により、軽負荷時の電機子電流の断続にもと
づく制御性能の低下を防止しうるので、軽負荷の場合で
も安定な運転が可能となる利点をもたらすものである０
、該電流の減少に応じて磁束指令値を減少させるだけの
簡単な手段により、軽負荷時の電機子電流の断続にもと
づく制御性能の低下を防止しうるので、軽負荷の場合で
も安定な運転が可能となる利点をもたらすものである０
第１図はサイリスタモータ制御装置の従来例を示す構成
図、第２図は定余裕角パルス発生器の具体例を示すブロ
ック図、第３図は第２図の動作を説明するための各部波
形図、第４図はこの発明の実施例を示す要部構成図、第
５図は電機子電流と磁束指令値との関係を説明するグラ
フである０符号説明 １・・・・・・速度調節器（Ａｓ几）、２・・・・・・
電流調節器（ＡＣＲ）、３ 、１３・・・・・・点弧角
調整器、４（４１，４２）・・・・・・サイリスタ変換
器、５・・・・・・逆起電力演算器、６・・・・・・磁
束演算器（積分器、電圧モデル）、７・・・・・・定余
裕角パルス発生器、８・・・・・・パルス分配器、９・
・・・・・サイリスタモータ、ＩＯ・・・・・・速度検
出用発電機、１１・・・・・・磁束調踊ｊ’ａ（ＡΦ几
）、１２・・・・・・界磁電流ｗ４ Ｍ１器（ｌｉ’ｃ
几）、１４・・・・・・磁束指令値演算回路、７１・・
・・・・位相進め回路、７２・・・・・・コンパレータ
、７３・・・・・・転流型なり角波３４器、７４・・・
・・・磁束絶対値演算器、ＳＥＸ、ＳＢ２・・・・・・
設定器、ＤＣＬ・・・・・・直流リアクトル、Ｓ１〜Ｓ
３・・・・・・スイッチ 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 ｇＥｌ 図 第 ２図 Ｑバー〃 ｉ３ 図 Ｗｉ ４ 図 早 ５ 図
図、第２図は定余裕角パルス発生器の具体例を示すブロ
ック図、第３図は第２図の動作を説明するための各部波
形図、第４図はこの発明の実施例を示す要部構成図、第
５図は電機子電流と磁束指令値との関係を説明するグラ
フである０符号説明 １・・・・・・速度調節器（Ａｓ几）、２・・・・・・
電流調節器（ＡＣＲ）、３ 、１３・・・・・・点弧角
調整器、４（４１，４２）・・・・・・サイリスタ変換
器、５・・・・・・逆起電力演算器、６・・・・・・磁
束演算器（積分器、電圧モデル）、７・・・・・・定余
裕角パルス発生器、８・・・・・・パルス分配器、９・
・・・・・サイリスタモータ、ＩＯ・・・・・・速度検
出用発電機、１１・・・・・・磁束調踊ｊ’ａ（ＡΦ几
）、１２・・・・・・界磁電流ｗ４ Ｍ１器（ｌｉ’ｃ
几）、１４・・・・・・磁束指令値演算回路、７１・・
・・・・位相進め回路、７２・・・・・・コンパレータ
、７３・・・・・・転流型なり角波３４器、７４・・・
・・・磁束絶対値演算器、ＳＥＸ、ＳＢ２・・・・・・
設定器、ＤＣＬ・・・・・・直流リアクトル、Ｓ１〜Ｓ
３・・・・・・スイッチ 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 ｇＥｌ 図 第 ２図 Ｑバー〃 ｉ３ 図 Ｗｉ ４ 図 早 ５ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 少なくとも他励インバータを含む電力変換装置によって
給電される無整流子電動機の端子電圧。 電機子［流の各実際値から所定の演算をしてめられる逆
起電力を積分することによりＴＩｌ動機磁束をめ該磁束
波形にもとづいて前記他励インバータの定余裕角制御を
行なう制御ループと、電機子反作用を補償すべく前記電
動ａ磁束を略一定の値となるように制御する磁束制御ル
ープとを備えてなる無整流子電動機の制御方式において
、電機子電流が所定値以上のときは略一定の磁束指令値
を出力し該電流が所定値以下のときはこれに応じて磁束
指令値を減少させて出力する関数発生器を設け、該関数
発生器からの出力にもとづいて電動機磁束を制御するこ
とを特徴とする無整流子電動機の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58172887A JPS6066687A (ja) | 1983-09-21 | 1983-09-21 | 無整流子電動機の制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58172887A JPS6066687A (ja) | 1983-09-21 | 1983-09-21 | 無整流子電動機の制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6066687A true JPS6066687A (ja) | 1985-04-16 |
Family
ID=15950160
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58172887A Pending JPS6066687A (ja) | 1983-09-21 | 1983-09-21 | 無整流子電動機の制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6066687A (ja) |
-
1983
- 1983-09-21 JP JP58172887A patent/JPS6066687A/ja active Pending
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