JPS606813Y2 - アナログ−ディジタル変換器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は、電気光学効果を有する結晶を備えた光変調
器を用いてアナログ信号を効率よくディジタル信号に変
換することを目的としたもので、特にグレイコード信号
を得るのに適したアナログ−ディジタル変換器に関する
ものである。

従来、アナログ信号をディジタル信号に変換するには、
主として電子装置による遂次帰還型の符号器が用いられ
ていたが、そこには電子回路部品の動作速度に限界があ
るために、ディジタル化処理を極端に高速にすることが
困難であった。

その対策として電気光学効果を有する結晶を備えた光変
調器を用いてアナログ−ディジタル変換を行なうことが
提案されている。

（参考文献 ＨｏＦ。ＴＡＹＬＯＲＡｎ Ｅｌｅｃｔｒ
ｏｏｐｔｉｃ Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌｅ
Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、 Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ
ｔｈｅ ＩＥＥ、 ｖｏｌ、６３゜Ｎｏ、１０．０ｃ
ｔｏｂｅｒ （１９７５）、 Ｐ１５２４〜１５２５お
よび特開昭５１−８５６６３号公報） しかし、光変調器を用いた従来装置は、第１図に示した
ようにディジタル信号の１ビツトごとに１個の光変調器
”１．Ｂ２．Ｂ３・・・Ｂｎを必要とするばかりではな
く、あるビットに対応する光変調器の電気光学結晶の長
さは、その上位のビットに対応する電気光学結晶の長さ
の２倍の長さが必要であるため、ディジタル信号のビッ
ト数の増加とともに、必要な電気光学結晶の長さが増大
する。

しかし電気光学結晶の大きさには限度があるため、高次
のビットを得るのは困難である。

また、それに加えて光変調器の駆動装置の出力負荷容量
は、光変調器に用いる電気光学結晶の長さに比例するた
め、ビット数の増加に伴ない極端に出力の大きな駆動装
置が必要となる等の欠点がある。

なお、第１図の従来装置において、１はディジタル信号
の各ビットに対応して設けた光変調器Ｂ□＝ ｇ、Ｂ３
・・・Ｂｎの入力光を得るための共通光源、８から８″
′はビームスプリッタ、７は各光変調器の共通の偏光子
、７′、７″ ７ ＩＩＩ 、 ７ ／ＩＩＩは共通
の偏光子７に対して偏光面がほぼ直交するように設けた
各光変調器の偏光子、１３．１３’、１３“、・・・１
３ ”’は光変調器の主体をなす電気光学効果結晶、１
０．１０’、１０″ ｌ Ｑ ／／／は光電変換器、１
１゜１１’、１１″ １１ ｍは増幅器、１２．１２’
。

１２″ １２ ｎｒは比較器、１は電気光学効果結晶の
単位長、■はアナログ入力電圧である。

本考案は、光変調器を備えたアナログ−ディジタル変換
器における上述したような欠点を解決したもので、光変
調器は１組で足り、しかもその主体をなす電気光学結晶
も１個で足りるようにしたアナログ−ディジタル変換器
を提供するものである。

以下本考案を実施例にもとづいて詳記する。第２図は４
ビツトのディジタル信号に変換する場合の本考案のアナ
ログ−ディジタル変換器の一例を示すブロック図であっ
て、第１図に示す構成と同一な構成は同一符号で表わし
である。

１は光源、２は、コード化しようとするアナログ電気信
号■を変調入力にして前記光源１からの光を変調するた
めの電気光学効果結晶１３、入射光側に介挿し特定の偏
光成分のみをその電気光学効果結晶へ導くための偏光子
７、変調出力光を２分割するためのビームスプリッタ８
．２分割した変調出力光のそれぞれを直交した二つの偏
光成分に分割するためのたとえばロションあるいはウオ
ーラストン等の偏光子７′および７″、位相補償板９と
からなる光変調器である。

また、３および３′はそれぞれ光電変換系であって、そ
のそれぞれは偏光子７′、７″から得られた変調光をそ
れぞれ互に位相か逆相の二つの電気信号に光電変換する
ためのほぼ同一性能をもつ光電変換器１０，１０’、１
０“、１０″′と、それら光電変換器の出力を増幅する
ためのほぼ同一性能をもつ増幅器１１，１１’および１
１“、１１″′と、それぞれ適当な電圧でバイアス調整
されたダイオードＤ１．Ｄ２およびＤ３．Ｄ４とからな
り、出力端子Ｔ１およびＩ３からは変調入力電圧■に対
応した出力信号Ｉ′１およびＩ１．を、また出力端子Ｔ
２およびＩ４からはバイアス調整されたダイオードＤ□
。

Ｄ２およびＤ３．Ｄ、のそれぞれの合成加算信号Ｉ′３
およびＩ６を取り出すように構成されてなる。

４は、光電変換系３および３′からのそれぞれの合成信
号Ｉ″３およびＩ６を適当にバイアス調整された各ダイ
オードＤ５．Ｄ６を介して合成加算して取り出すための
回路であり、５は、それら各出力信号をそれぞれ相異な
る閾値比較してそれぞれ出力するための複数の比較器１
２．１２’、１２″および１２ ”’からなる比較装置
である。

上述の如き実施例の構成において、光変調器２をアナロ
グ入力電圧■が０のとき、第１の光電変換系３における
増幅器１１および１１′の出力１１およびＩ２が最大値
と最小値の差の１７２となるよう調整しておけば、その
光電変換系３は、第３図に示すようにアナログ入力電圧
■に対して周期２Ｖ？ｒの正弦波の繰返し応答特性を示
す。

ここで■πは光変調器の半波長電圧を示しており、実線
と点線で示したように増幅器１１および１１′からは互
に逆相の信号Ｉ□およびＩ２が同時に得られることとな
る。

このようにして得られた■□およびＩ２のうち、入力電
圧すなわち変調入力に対し正位相に変化する実線で示し
た出力信号Ｉ□の一部Ｉ′１を比較器１２に入れ、１２
のしきい値をＩ′□の最大値と最小値の１７２としてＩ
′、と比較すると、光変調器２の全波長電圧である士■
πの範囲で変化するアナログ入力信号■に対応する比較
器１２のディジタル出力は、第４図のＪ□に示したよう
に最上位のビットとなる。

つぎに、適当にバイアス調整されたダイオードＤ１．Ｄ
２に加わった逆相関係にあるＩ□およびＩ２は、ダイオ
ード固有の非線形特性のために第５図のＩ□″？ ■２
″のように信号レベルの低い部分が圧縮され、かつアナ
ログ入力電圧Ｖに関してピーク値を対称の中心とする波
形をもつ繰返し応答特性を示すようになる。

ここで■□″、■２″の振幅および波形を等しくするた
め増幅器Ａ工およびＡ２の利得およびダイオードＤ１．
Ｄ２のバイアスを調整し、各ダイオードＤ□、Ｄ２の
出力■□′、■２″を加算すれば、第５図に１３で示し
たような周期■πの繰返し応答特性を得ることができる
。

なお、ダイオードのバイアス調整回路は通常の電子回路
で容易に実現できるので、図示を省略しである。

したがって、かかる信号すなわち、ダイオードＤ１およ
びＤ２の出力加算信号Ｉ３の一部Ｉ３′を比較装置５の
比較器１２′に入れそのしきい値を適当に設定すれば、
ここでもアナログ信号■をディジタル化することができ
る。

すなわち、■が（１）および（２）式の範囲にある場合
、 比較器１２′の出力を１としそれ以外をＯとなるように
しきい値を設定すればよく、かかるしきい値はＩ３の波
形および繰返し応答特性により、−意に定めることがで
きる。

したがって−■πから■πにわたるアナログ入力信号Ｖ
に対応するディジタル信号は第４図のＪ３に示すように
第３位のビットを表し、比較器１２′から取り出される
。

−力先変調器２において、ビームスプリッタ８で分割さ
れた他方の光信号は、位相補償板９、直交する２つの偏
光成分に分割するたとえばロション等の偏光子７″を経
て前述の光電変換系３とは別の光電変換系３′へ導かれ
、直交成分は、それぞれの光電変換素子１０“および１
０ ”’により電気信号に変換され増幅器１１“および
１１ ”’を経てＩ４およびＩ５なる電気信号を得る。

光変調器２の電気光学効果素子１３に加わるアナログ入
力信号がＯの時増幅器１１″および１１”’の出力Ｉ４
およびらが最大値および最小値となるよう位相補償板９
を調整しておくと、これらの信号Ｉ４およびＩ５は第６
図のごとく既述の光電変換系３における応答特性１１お
よびＩ２とは位相がそれぞれ９０°異なる正弦波の繰返
し応答特性を得ることができる。

このようにして得られた信号Ｉ、の一部１４１は、端子
Ｔ３を介し７て取り出し比較装置５の比較器１２″に入
れ、１２″のしきい値をＬ′の最大値と最小値の１７２
として１．／と比較することにより、−■πから■πに
わたって変化するアナログ入力信号Ｖに対応して比較器
１２″からは第４図Ｊ２に示したように第２位のビット
に相当するビット信号が得られる。

他方、さきの光電変換系３におけると同様に増幅器１１
′および１１ ”’から得られた信号Ｉ４およびらを信
号の低レベル部分が圧縮されるように適当にバイアスさ
れたダイオードＤ３およびＤ４の順方向に加えて、これ
ら両ダイオードＤ３．Ｄ４の出力を加算すると、第７図
の一点鎖線で示したように周期■πで前述の光電変換系
３の端子Ｔ２から得られる信号Ｉ３″と同じ繰返し応答
特性をもち、位相が１８０°異なる信号Ｉ６が得られる
。

なお、この場合ダイオードＤ３およびＤ４からの出力Ｉ
ｊ／および１５″の振幅および波形を等しくシ、かつこ
れらの信号を加算した信号Ｉ６と前記■３なる信号を分
岐して得た信号Ｉ３／／の振幅および波形を等しくして
おくものとし、これらの調整は増幅器１１″、１１″′
の利得およびダイオードＤ３およびＤ４のバイアスを適
当に設定することにより容易に行ない得る。

このようにして、各光電変換系のそれぞれの各端子Ｔ２
およびＩ４から得られた加算出力信号は、ダイオードＤ
５およびＤ６からなる回路４に導かれて、各ダイオード
Ｄ５およびＤ６を介して加算することにより第８図に示
すように周期が￥１−で、かつアナログ入力電圧■に関
して出力信号のピーク値を対称の中心とする波形の繰返
した応答特性をもつ加算出力信号Ｉ７が得られる。

この信号を比較装置５の比較器１２ ”’に入れ、その
しきい値を下記のように設定して比較すれば、アナログ
入力信号をディジタル化することができる。

すなわち、■が（３１，（４）、 （５）、 （６）、
および（７）式の範囲にある場合、 比較器１２ ”’の出力をＯとし、それ以外を１とする
ようにしきい値を定めればよく、かかるしきい値はダイ
オードＤ、およびＤ６とからなる加算回路４の出力Ｉ７
の波形および繰返し応答特性により一意に定めることが
できる。

この時の比較器１２ ”’のディジタル出力は、第４図
Ｊ、に示すように最下位（第４位）のビットに対応する
。

以上のようにして光変調器に加わるアナログ入力信号比
較装置５の各比較器から第４図に示したように４ビツト
のグレイコードのディジタル信号の各ビットに対応する
信号が同時に形成され同時にディジタル信号に変換され
る。

第９図は、他の実施例であって、第２図に示した実施例
における各光電変換系３および３′の光電変換器１０，
１０’もしくは１０“、１０″′の数をそれぞれ１個に
するとともに光変調器２における各偏光子７′および７
″を通常の偏光子に置き換え、電気的手段により直交す
る偏光成分に実質上等しい信号を各光電変換系３、およ
び３′内の増幅器１１、および１１″または１１′およ
び１１ ”’で得るように構成したものである。

すなわち、各光電変換系３および３′における１１と１
１′は入力と出力信号の位相が同一の増幅器であり、ま
た１１“と１１ ”’は入力と出力信号の位相が１８０
°異なる増幅器である。

その他第２図と同一部分は第２図の符号と同一符号をも
って示しである。

いま光変調器２の電気光学結晶１３にアナログ入力信号
を加えることにより光源１からの光は変調され、各光電
変換系３，３′の光電変換器１０および１０′で電気信
号に変換され、増幅器１１と１１″および１１′と１１
”’に入力する。

−■πより■πにわたるアナログ入力信号■に対応する
１１および１１“の出力は、それぞれの増幅器の利得と
ダイオードＤ１．Ｄ２のバイアスを調整することにより
第３図に示す応答特性の信号■１およびＩ２にそれぞれ
一致させる。

また前記アナログ入力信号■に対する増幅器１１′およ
び１１ ”’の出力も同様にして第６図に示すＩ４およ
びＩ５に一致させることができる。

以後の構成および作用は前述の実施例と同一である。

この実施例は構威が簡単な点において第２図のものより
も優れている。

第１０図は、前記各実施例における光電変換系３．３′
の他の構成例であって、１０は光電変換器、１４は差動
増幅器、１５および１５′は直流再生器を示す。

光電変換器１０で光電変換して得られた電気信号は、そ
の一部を端子Ｔ１に出力として取り出すとともに、差動
増幅器にも加えられ一■πよりＶＷにわたって変化する
前記アナログ入力信号に対応して差動増幅器１４の出力
として、第１１図もしくは第１２図に示したようにＩｇ
ｌおよびその反転信号である０ｇ２が同時に得られる。

これらの信号１ｇ１およびＩ、２をそれぞれ直流再生器
１５および１５′を介し、利得を適当に調整することに
より、それらの信号Ｉｇｌおよび■。

を第３図に示す１１およびＩ２もしくは第６図に示すＬ
およびＩ５なる応答特性に一致した信号が容易に得るこ
とができるので、これらの信号を適当にバイアスされた
ダイオードＤ□およびＤ２を介して加算すれば、端子Ｔ
２から第５図のＩ３もしくは第７図のＩ６で示した出力
信号を得ることができる。

従って、このような回路構成をもって、前記第２図もし
くは第９図に示した光電変換系３もしくは３′の構成に
代えてもよい。

第１３図は、アナログ電圧を５ビツトのグレイコードの
ディジタル信号に同時処理する場合の実施例であって、
光変調器２のビームスプリッタ−８，８′および８″を
介して変調光が四分割されて、さきの実施例で詳記した
光電変換系３゜３’、３”および３″′のそれぞれに入
力するように構威しである。

光電変換系３，３′および適当にバイアスされた二個の
ダイオードからなる加算回路４および比較装置５の比較
器１２．１２’、１２″および１２ ”’とによって、
アナログ入力電圧■が４ビツトのグレイコードにＪ、、
Ｊ２． Ｊ３およびＪ４として同時変換されることは
、さきの実施例で詳記したのでその説明を省略する。

この実施例では、さらに２個の光電変換系３″および３
″′、適当にバイアスされたさきの実施例における二個
のダイオードからなる加算回路４と同−構成の加算回路
４′を付加し、比較装置５には新たに一個の比較器１２
１１／／を付加することによって５ビツトのグレイコー
ドの同時信号を得るようにしている。

新たに付加した光電変換系３″ ３ ｎｔの構成は、さ
きに説明した光電変換系３，３′のＴ１もしくはＩ４端
子からの信号を取り出さないようにした点のほかは、さ
きのものと全く同−構成のものであり、端子Ｔ５および
Ｉ６は、さきの実施例における光電変換系３もしくは３
′の端子Ｔ２もしくはＩ４に対応している。

すなわち、第１０図に示した光電変換系を例にして３″
および３″′の光電変換系の作用を説明するに、それら
の各光電変換器１０を経た電気信号Ｉ。

′およびＩ。″の応答特性は、第１４図に示すように光
変調器２に加えるアナログ電圧ＶがＶＷおよび−￥１−
のとき最大となるよ４ う光変調器２の各位相補償板９′および９″を調整して
おくものとする。

なお、７．７’、？“、７″′は偏光子である。

かかるＩ。′およびＩ。′の信号をさきに説明１．たよ
うにそれぞれの差動増幅器で増幅し直流再生して出力端
子Ｔ５およびＩ６から取り出腰加算すれば第８図に示し
たＩ７なる信号に対して位相のみ１８０°異なる同一波
形、同一周期の応答特性をもつ信号Ｉ７′が得られる。

このようにして得られた信号■７′とさきに説明した加
算回路４から導いた信号■７をその加算回路と同−構成
、すなわちＩ７とＩ７′の各信号を適当にバイアスされ
たダイオードをそれぞれ介して加算するように構成した
第２の加算回路４′に導いて加算出力信号１８を取り出
腰これを比較装置５の比較器１２ に入力し、適当なし
きい値と比較するように構成すれば、前記第２図および
第９図の実施例のものより１ビツト分解能を高めること
ができ、最下位ビットＪ５を得ることができる。

以上の実施例では、４ビツトおよび５ビツトのディジタ
ル信号を得る場合について説明したが、より−そう分解
能の高いアナログ−ディジタル変換器を構成する必要が
あれば、光変調器の光出力の位相を変えるとともに前述
の実施例に従って光電変換系を増加させればよい。

以上のように本考案によれば、比較的簡単な構成により
アナログ信号を超高速にグレイコードのディジタル信号
に変換できるばかりではなく、従来のものに較べ駆動電
力を格段に改善できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の光変調器によるアナログ−ディジタル
変換器の構成図、第２図は本考案の実施例構成図、第３
図ないし第８図は本考案の作用説明図、第９図は本考案
の他の実施例構成図、第１０図は本考案における光電変
換系の他の構成例、第１１図および第１２図は、第１０
図の充電変換系の作用説明図、第１３図は５ビツトのデ
ィジタル信号を得るための他の実施例構成図、第１４図
は、第１３図の実施例の作用説明図。 また、それら各図において、１は光源、２は光変調器、
３．３’、３″、３″′は光電変換系、４゜４′は加算
回路、５は比較装置、７，７′・・・は偏光子、８はビ
ームスプリッタ−９は位相補償板、１０．１０’・・・
は光電変換器、１１，１１’・・・は増幅器、１２，１
２’・・・は比較器、１３は電気光学効果結晶、１４．
１４’は差動増幅器、１５，１５′は直流再生器。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 光源と、アナログ電気信号を変調入力とし電気光学効果
   結晶を変調素子にして前記光源からの光を変調しこれを
   複数の変調出力光に分岐して取り出すように構成した光
   変調器と、前記変調出力光にそれぞれ対応して設けられ
   受光した信号から位相が１８０°異なる二つの電気信号
   を得て適当にバイアスされたダイオードを介して加算し
   た加算出力信号と前記アナログ電気信号に同相の出力信
   号とを同時に得るように構成した複数の光電変換系と、
   それら光電変換系のうちの特定の２つの光電変換系から
   各前記加算信号を適当にバイアスされた各ダイオードを
   介して加算して取り出すように構成した加算回路と、前
   記各光電変換系の各出力信号ならびに前記加算回路の出
   力信号のそれぞれを入力とする複数の比較器により構成
   した比較装置とからなることを特徴とするアナログ−デ
   ィジタル変換器。