JPS6089106A - 入力電圧を比例出力信号に変換するための回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、変換インピーダンスを用いて入力電圧を比例
出力信号に変換するだめの回路装置ならびに該回路装置
の用途に関゛ｒる。

従来技術 固定の変換インピーダンス全備え、人カフ（”ｌ　１１
ｆｆ：該入力電圧に比例するか寸たは該人力電月０に対
し明確な関数関係にある電流に変換し、該電流を必要に
応じ、適当な手段、例えば固定の増幅率を有する増幅器
を用いて入力電圧に比例する出力信号に変換する上に述
べた種類の回路装置は既に知られている（例えばＵ、Ｔ
ｉｅｔｚｅ　、　Ｃｈ。

Ｓ　ｃ　ｈ　ｅ　ｎ　ｋ著の（−１（ａｌｂｌｅｉｔｅ
ｒｓｃｈａｌｔｕｎｇｓｔｅｃｈｎｉｋ　Ｊ第５版、１
０６ないし１０８頁参照）。

このような当業者に周知の回路は、入力電圧の変換にお
ける高い精度および長時間安定性ならびにそれに加えて
変換インピーダンスの極めて厳格な値の選択のような要
件を満す非常に高価な要素を用いた場合にか有効に動作
しない。

しかして、このような要件は、例えば、容量性分圧器と
して構成でれた電圧変換器の出力信号の処理に際しても
課せられるものであり、該電圧変換器においては時定数
が規格的に制限されるために、変換インぎ−ダンスとし
て非常に高オームの変換抵抗の使用が必要とされる。ま
た、この変換インピーダンスは、過渡的な過電圧が現わ
れるために、高い耐電圧性？有しなければならない。

上記のような要件を満す従来の回路に［、少なくとも価
格的に廉価に実現することはできない。

発明の目的 本発明は、上の問題をｊｌｌイ決するブこめになテロＩ
たものであって、その１」的とするところ（σｌ１、非
常に精密で長時間安定性を伴なって動作し、しかも非常
に廉価に製作−ノーることかできる入力電圧の比例出力
信号への変換用回路装置を提供することにある。

発明の構成および効果 上の課題は特ｌ′「請求の範囲に記載の構成によって解
決される。本発明によって達成きれる利点は特に、変換
インピーダンスに精密および安定性に関連し−Ｃ課せら
れる要件が木質的に軽減されると言う点に見られる。し
たがって、例えば耐電圧性のような他の技術的要件に関
しても本発明による回路装置は容易に最適化され、しか
もそれに加えて廉価に実現可能である。

特に、相応に適合化きれた本発明による回路装置は、容
量性電圧変換器の出力信号の処理に際し課せられる総て
の要件を満すことができる。

以１：、単なる例として本発明の実施例を示す図面を参
照し本発明の詳細な説明する。

実施例 第１図は、下限周波数ω〉０より高い人力交流電圧Ｕｅ
を比例出力信号に変換するだめの回路装置の第１の実施
例を示す。この回路装置は、その基本的構成において、
値Ｒを有する変換インピーダンスを備え、このインピー
ダンスには増幅器１が後置接続されており、この増幅器
は演算増幅器２と値Ｒ５を有する帰還結合抵抗δとから
構成されている。

本発明によれは、変換インピーダンス回路は本質的に、
非常に高オームの値Ｒ４を有する第１の分岐インピーダ
ンスもしくは抵抗器と、値Ｒ５（Ｒ５＝＝　Ｒ４）を有
する鳩２の分岐インピーダンスもしくは抵抗５との並列
接続から形成される。

第１の分岐抵抗生および第２の分岐抵抗５は、ブリッジ
回路形態で直列に接続されている。該ブリッジ回路は、
さらに、それぞれ値Ｒ６（Ｒ６〈＜Ｒ４）を有する第１
の抵抗６および第２の抵抗７を備えており、きらに用度
の平衡インピーダンス回路８、前置抵抗１０ならびに帰
還結合抵抗１１’に有する演算増幅器９を備えている。

平衡インピーダンス回路６は、固定抵抗１２と電界効果
トランジスタ１３の直列接続により形成されている。抵
抗１０ないし１２の直Ｒ１ｏないしＲ１２は非常にＩＪ
：、確に設定する必要があり、しかも丑だ、長時間の動
作においてもその変動は非常に狭い公差範囲内に限定さ
れねばならない。

したがって、例えばＶＩＳＨＡＹ社から市販品として入
手可能なような高価な層状抵抗器を用いるのが好捷しい
。同様のことが電界効果トランジスタ１５と直列に接続
されておって増幅器１の帰還結合抵抗３を形成する固定
の抵抗１４についても当嵌る。抵抗１４は、抵抗１２と
同じ値Ｒ１２’ｆｃ有する。電界効果トランジスタ１３
および１５は可能な限り同じ特性を有するべきである。

このように整合された電界効果トう／ジスク対は市販品
として入手可能である（例えは５ｉｌｉｃｏｎｉｘ社製
の「Ｕ４２１型ＪＦＦＴ）。

数１０ＭΩないし数１００ＭΩの範囲内の値を有するこ
とができる分岐抵抗生および５は、精度および安定性に
関し非常に高い要件を満す必要はない。し／こがって、
これら抵抗としては、比較的廉価な抵抗、例えば、金属
膜抵抗器を用いることができる。抵抗１０ないし１２お
よび１４の値はＩＭΩ台寸たはそれより小さくすること
ができる。

上記のブリッジ回路は、電源１６から直流電圧を印加さ
れる。

第１の分岐抵抗牛と増幅器１との間には、第１の分離容
量回路１７が接続されている。この回路１７は直流電流
もしくはＤＣ電流は通さないが、下限周波数ω。より高
い周波数のＡＣＣ電流上充分に導通する。同様にして、
入力側には第２の分離容量回路１８が設けられており、
そして第２の分岐インピーダンス５と増幅器１との間に
は第３の分離容量回路１９が設けられている。これら分
離容量回路１７ないし１９はそれぞれ、内部容量ａと入
力側もしくは出力側の容量すとの直列接続として実現き
れてお０、この場合、内部容量ａは、その両側に現わ、
ｌＬる直流電圧成分が少なくとも近似的に等しい大きさ
になる（ブートストラソゾ効果）ように橋絡されている
。このようにして、内部部分容ト１１ａを介してのρ吊
桟電流はほぼ完全に阻止される。

なお、橋絡は、例えば電圧ホロワとして接続された演算
増幅器２０４だは、内部分割容）、ｉ、の内部接続端に
おける直流電圧成分の入きさが既知である場合には、電
源１６から給電される分圧器２１によって行なうことが
できる。第１の分離容部９回路１７の場合には、第１の
側部抵抗６の値Ｒ６が比較的に小さいために、電源１６
への直接接続が可能である。高オームの抵抗ｃ１１よ、
有害な振幅のＡＣ電流が流れるのをｌ！ｌ’ｉ止する働
きをなす。

ブリッジ回路の平衡点２２に（ｄ−１積分４ｊ　２３と
して構成された平衡制御回路の入力端が接続されている
。この平衡制御回路２３は、コンデンサ２５を介して帰
還結合された演算増幅器２４とそれに後置接続されたダ
イオード２６とから構成されている。コンデンサ２５は
、下限周波数ω。より高い周波数成分が積分器２３によ
り大きく抑圧きれるように選択されている。積分器２３
の出力信号は、平衡インピーダンス回路８の電界効果ト
ランジスタ１３ならびに増幅器１の帰還結合抵抗回路３
に含まれる電界効果トランジスタ１５を並列に制御する
。

回路装置の入力側には、分離容量回路１８に後置接続さ
れて補償抵抗２７が設けられており、この抵抗２７は、
抵抗６および７の並列接続の抵抗値と同じ値、即ち、約
Ｒ６／２の値を有している。

上に述べた回路装置は、高圧側コンデンサ２９および低
圧側コンデンサ３０を有する容量１件分圧器として構成
きれている電圧変圧器２８の出力信号を処理するのに用
いられる。

このような使用においては、経済的に許容し得る仕方で
達成可能な高電圧コンデンサ２９おＬ　Ｕ　低Ｎ圧コン
デンザの小をいｆｌ’ｊ　Ｃ７９１Ｃ３（１（１９゜ｐ
Ｆないし数！１１Ｓの領域にある少および変換器の等級
にもよるが時定数の数１００ミリ秒ないし数秒への制限
、τ−Ｒ（Ｃ７９−１−Ｃ３ｏ）が成力つように変換抵
抗の高い値が必要とされ、しかも安定−ヒの見地から大
きな位相誤差の補償＆ｊ、行なわないようにする必要が
ある。この理由から」−に述べた相応に高い領域内にあ
る値が分岐抵抗４および５に対して選択されるのである
。

次に回路装置の機能もしくは動作に関して説明する。

電圧変換器２８によって発生された入力ＡＣ電圧Ｕ。は
、分離容量回路１８を介して、補償抵抗２７ならびに分
岐インピーダンス４，５の並列接続から形成される値 スに印加されて、ＡＣ電流を発生し、このＡＣ電流は分
離容量回路１７および１９を介して増幅回路１０入力端
に印加される。なお、分離容量回路１７および１９は、
側部抵抗６および７と共にω。より低い限界周波数を有
する広域フィルタとして動作する。演算増幅器２は、Ａ
Ｃ電流を帰還結合抵抗３を介して補償し、出力電圧を有
する。なお、増幅率の絶対値は、 あり、Ｒ３はＲよりも相当に小さいので、この増幅率は
１よりも相当に小さい。

１つの分岐もしくは辺に直列（（分岐インピ−ダンス４
および５が設けられて（・るブリツノ回路は、積分器２
３により常時平衡化された状態に保持される。例えば分
岐抵抗もしくはインピ−ダンスの１つの変動によりブリ
ッジ回路の平衡点が変位すると、電流が積分器２３に流
れ、該積分器の出力電圧が電界効果トランジスタ１５の
ゲートに作用し、それにより該ＦＦＴ、５のドレイン−
ノース間抵抗に影響を与え、その結果ブリッジ回路は、
平衡インピーダンス回路８の値Ｒ８の適合化により再び
平衡した状態をとる。完全な平衡のための条件は、この
揚台そこで、値Ｒ４の第１の分岐抵抗の値が経年変化あ
るいは環境・ξラメータの変化によりＲ４（１＋ｄ４）
に変化し、第２の分岐抵抗の値Ｒ５がＲ５（１＋ｄ５）
に変化し、そして補償抵抗２７に変化する。式（３）は
、抵抗の相対変化における２次およびそれより高い次数
の項を無視すると次式のよう眞表わすことができる。

平衡条件式（２）から明らかなように、側部抵抗６およ
び７の値がそれぞれｄ６だけ相対的に変される　Ｒ８は
次式で表わされる　喝に変わる。

抵抗６および７と同じ描造を有する補償抵抗２７の値も
該抵抗６および７と同じ相対変化を受ける。即ち、ｄ２
７’−ｄ６と言う仮定から式（４）および（５）より、
　Ｒ８はＲに比例して変化する。

帰還結合抵抗３は平衡インピーダンス回路８と同しに構
成されており、積分器２３により＋［：。

確に同じ仕方で制御されるので、帰還結合抵抗３の値も
変換インピーダンスＲの値にＪｔ　例して変化し、した
がって式（１）に従い増幅率１（は同じ値に留まる。

増幅率ｋに影響を与えない抵抗６および７の値の変化に
起因する平衡インピ−ダンス回路δしたがってまた帰還
結合抵抗３の甜ゆる誤りもしくけエラー変化を排他的に
補償するのに用いられている補償抵抗２７は場合によっ
ては省略することができる。と言うのは、抵抗６および
７の値に変化が生じてもその変化の平衡インピーダンス
回路８に対する影響は、Ｒ，、、＜＜Ｒ４であるため小
さいからであり、このことは式（５）から明らかである
。

上に述べた比較的高価な回路構成の分離容量回路上マな
いしょ９は、ブリッジ回路に対する漏洩電流の有害な影
響を無害な程度まで減少する目的で選択されたものであ
る。

分離容量回路１７ないし１９の値Ｃ１７ないしＣ１，は
、時定数τが有害なほどに減少するのを回避するために
、電圧変換器２８のコンデンサの値Ｃ２，およびＣ５ｏ
よりも相当に大きくすべきである。

第２図には、下限周波数ω。〉０　より高い人力ＡＣ電
圧　Ｕｅを比例出力信号に変換するための回路装置の第
２の実施例が示されている。この第２の実施例による回
路装置もその基本的構成ニおいては、増幅器１に後置接
続された値Ｒを有する変換イノビーダンスを備えている
。

この実施例においても、変換インピーダンスは、値　Ｒ
４を有する第１の分岐抵抗牛と値Ｒ５（Ｒ５＝、　Ｒ４
）を有する第２の分岐抵抗５との並列接続により形成さ
れている。第２分岐抵抗５は固定の抵抗３１と可変抵抗
３２との直列接続として実現されておって、同時に、ブ
リツノ回路における平衡抵抗としての働きをなす。該ブ
リッジ回路において、分岐抵抗牛、５は値Ｒ６〈＜Ｒ４
を右する側部抵抗６と共に１つの辺もしくは分岐に設け
られ、そしてブリッジ回路の残りの分岐もしくは辺には
抵抗３凸ないし３５が設けられており、これら抵抗３３
ないし３５は好ましくは高い値を有する層状抵抗として
構成されている。ブリッジ回路は、電源１６から直流電
圧を１−、［１加される。

ブリッジ回路の平衡点２２に位置する第２の分岐インピ
ーダンス５の入力側とは反対側の接続点は、直接増幅器
ｌの入力端に接続されている。第１の分岐抵抗牛と増幅
器１の入力端との間には、大きい分離度を有する第１の
分離容量１７か設けられている。回路装置の入力端にも
、第２の分離容量１８が後置接続されている。

増幅器１の出力端には高オームの抵抗３Ｇを介して積分
器２３の入力端が接続されており、該積分器は下限周波
数Ω。より大きい周波数を抑圧する。この積分器２３は
可変抵抗３２を制御する。

増幅器１は一定の帰還結合抵抗を備え、第１の実施例の
場合と類似の仕方で構成することができる。入力電流Ｉ
ｅ　と出力電圧Ｕａ　との間の商、即ち増幅率 ａ ｋ’　、、、−（６１ ■。

は狭い範囲内でのみしか変動することができず、このこ
とは高オーツ、の層状抵抗を帰還結合抵抗として使用す
ることにより達成できる。

分離容１ｔ’１７．１８および積分器２３は第１の実施
例の場合と同様に実現することができ、そして可変抵抗
３２も電界効果トランジスタとして実現することができ
る。

第２図の回路装置の動作態様は次の通りである。

入力ＡＣ電Ｉ−Ｆ、Ｕｏは、分岐インピーダンス４−１
５の並列接続により形成されている値ＡＣ電流 を発生し、このＡＣ電流は増幅器１に入力端子Ｔｌへ はしたがって式（６）および（７）から１（′ ｋ　ゴ□ ブリッジ回路は債分’１ｇ２３により常時平衡状態に保
持される。というのは、該平衡状態からの偏差で増幅器
１の入力端に直流電流か発生され、この直流′電流は増
幅器１の出力端に、積分器２３により積分されて対応の
直流電圧として発生されるからである。さらに積分器２
３の出力信号は可変抵抗３２の値１能、シたがってまた
第２の分岐抵抗５の値に、平衡補償のための変化を惹起
する。

側部抵抗６側から見てブリツノ回路の平衡条件は次式で
表わされる。

固定抵抗３１の値Ｒ３１が変化すると、この変化は、Ｒ
５２の反対方向の変化により完全に相殺される。第１の
分岐抵抗５の値Ｒ５および変換抵抗Ｒは変化しない。第
１の分岐抵抗牛の値Ｒ４が次式で表わされる値、即ち、 Ｒ，、−Ｒ４（ｌ±ｄ４）　θ０） に変化すると、（９）式から、Ｒ５は次式で表わされる
値になる。

Ｒら一部　Ｒ５−Ｒ４ｄ４’−、Ｉ稲　（１−ｄ４　）
　（団その場合の変換インピーダンスの値Ｒ′は次式で
表わされる。

Ｉｔ’＋Ｒ’　Ｒ４＋Ｒ１−１−（Ｒ４−Ｒ５）ｄ。

５ 但しＲ５′−Ｒ４とし、ｄ４の２次項は無視する。

式（８）および（１２）ならびに関連の説明から明らか
なように、回路装置の増幅率１（は固定抵抗３１または
第１の分岐抵抗牛が変化しても、変化しない。

２つの実施例において高オームの層状抵抗には入力端子
は印加されない。したがってこれら抵抗は、過渡的な過
電圧が現われた場合でも損傷を受けることもなりればま
た加熱によりその特性が過渡的に変化することもない。

信頼性をさらに高めるために、積分器２３の゛出力信号
を監視して、この出力信号が、回路装置における故障も
しくは欠陥から予め定められた領域を越えた場合にエラ
ーもしくは誤信号を発生ずるウィンドウ比軸器をｖｃプ
ることかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１の実施例を詳細に示す回路図、
そして第２図は、本発明による装置の第２の実施例を一
部簡略な形態で示す回路図である。 １・・・増幅回路、２，９，２０．２４・・演算増幅器
、３，１１　・帰還結合抵抗、牛、５・・分岐インピー
ダンス（抵抗）、６．７・・抵抗、８・平衡インピーダ
ンス回路、１０・・前置抵抗、１２．１４．３１・・固
定抵抗、１３．１５・・・電界効果トランジスタ、１Ｇ
　・電源、１７，２５゜２９．３０・−コンデンサ、１
７．１８．１９・・分離容蹴回路、２１・・分圧器、２
２　平衡、２３・積分器、２６・・ダイオード、２７・
補償抵抗、２δ　電圧変換器（容量性分圧量）３２町変
抵抗、３３．３４，３５．３６・抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、変換インピーダンスを用いて、予め定められた動作
   周波数領域内にある入力電圧を比例出力信号に変換する
   だめの回路装置において、前記変換インピーダンスを、
   実質的に、少なくとも近似的に等しい第１の分岐インピ
   ーダンス（４）と第２の分岐インピーダンス（５）との
   並列接続により形成し、ブリッジ回路を設け、該ブリッ
   ジ回路において前記第１の分岐・インピーダンス（４）
   と前記第２の分岐インピーダンス（５）とを１つの分岐
   路に直列に設け、さらに前記ブリッジ回路に、前記動作
   周波数領域とは重ならない制御周波数領域内にある制御
   電圧を印加する電源（１６）と前記動作周波数領域内に
   ある電流に対しては導通で、前記制御周波数領域内にあ
   る電流に対しては不導通である少なくとも１つの分離イ
   ンピーダンス（１７）とを設け、該分列１インビーダノ
   スは前記第１の分岐インピーダンス（４）に後置接続し
   たことに％徴とする変換回路装置。 ２、動作周波数領域内にある電流に対しては導通で制御
   周波数領域内にある電流に対しては不導通である第２の
   分離インピーダンス（１８）を入力端に後置接続した特
   許請求の範囲第１項記載の変換回路装置。 ３、ブリッジ回路に設けられた平衡イ／−一ダンスと、
   平衡制御回路（２３）とを備え、該平衡制御回路の入力
   端を前記ブリッジ回路の平衡点（２２）に接続し、該平
   衡制御回路自体は平衡インピーダンスの調整により、電
   圧の制御周波数領域内にある成分に関して平衡化される
   特許請求の範囲第１項または第２万′ｌ記載の変換回路
   装置。 牛、動作周波数領域内にある電流に対しては導通で制御
   周波数領域内にある電流に対してｉ＋、不導通である第
   ３の分離インピーダンス（１９）を備え、該第３の分離
   インピーダンス（１９）は第２の分岐インピーダンス（
   ５）に後置接続されている特許請求の範囲第１項ないし
   第３項のいずれかに記載の変換回路装置。 ５、変換インピーダンスに後置接続された増幅器（１）
   を有し、第１の分岐インピーダンス（４）および第２の
   分岐インピーダンス（５）の直列接続ならびに平衡イン
   ピーダンス（８）をブリッジ回路の異なった辺に設け、
   そして前記増幅器（１）の増幅率を、平衡制御回路（２
   ３）により、前記変換インピーダンスの変動により惹起
   される前記増幅器入力電流の変動を補償することができ
   るように調整可能にした特許請求の範囲第３項寸たは第
   ４項記載の変換回路装置。 ６、第１の分岐インピーダンス（４）または第２の分岐
   インピーダンス（５）が同時に平衡インピーダンスを形
   成している特許請求の範囲第３項または第４項記載の背
   換回路装置。 ７、変換インピーダンスに後置接続された増幅器（１）
   ？有し、ブリッジ回路の平衡点（２２）を、第２の分岐
   インピーダンス（５）と前記増幅器入力端との間に設け
   て、動作周波数領域ならびに制御周波数領域内にある電
   流に対し導通となるように前記増幅器入力端に結合し、
   そして平衡制御回路（２３）を前記増幅器（１）の出力
   信号により制御することを特徴とする特許請求の範囲第
   ６項記載の変換回路装置。 ８　動作周波数領域が正の下限周波数より高い領域にあ
   り、電源（１６）を直流電源とし、そしてブリッジ回路
   に設けられるインピーダンスを抵抗として構成し、特に
   第１および第２の分岐インピーダンスを第１の分岐抵抗
   （４）および第２の分岐抵抗（５）として構成し、そし
   て平衡インピーダンスを平衡抵抗として構成した特許請
   求の範囲第］−項ないし第７項のいずれかに記載の変換
   回路装置。 ９　帰還結合抵抗（３）が帰還結合された増幅器（１）
   を備え、該帰還結合抵抗（３）が可変である特許請求の
   範囲第５項寸たは第８項記載の変換回路装置。 １０、平衡抵抗（８）および帰還結合抵抗（３）が同じ
   大きさであって同じ構造で実現づれ、同じ仕方で平衡制
   御回路（２３）に接続きれている特許請求の範囲第９項
   記載の変換回路装置。 １１、少なくとも１つの分離インピーダンスが分離容量
   として構成されている特許請求の範囲第８項ないし第１
   ０項のいずれかに記載の変換回路装置。 １２、分離容量がそれぞれ、少なくとも２つの分割容量
   （ａ、ｂ）の直列接続として構成されており、該２つの
   分割容量のうち、前記容量の入力側ならびに出力側接続
   端子に対し対置している内部接続端に接続された内部分
   割容量（ａ）を平衡回路により橋絡し、該平衡回路は、
   少なくとも前記内部分割容量（ａ）の入力側もしくは出
   力側の端子の直流電圧成分を前記分離容量の入力側端子
   の電圧に等化する平衡回路である特許請求の範囲第１］
   −項記載の変換回路装置。 ■３．　平衡制御回路を、下限周波数より上の周波数領
   域を抑圧する積分器（２３）として形成した特許請求の
   範囲第８項ないし第１２項のいずれかに記載の変換回路
   装置。 １４、容岱、性分圧器として構成された電圧変換器（２
   ８）の出力信号を処理するように接Ｈ１１された特許請
   求の範囲第８項ないし第１３項のいずれかにＭＬ載の変
   換回路装置。