JPS6096001A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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- JPS6096001A JPS6096001A JP59207216A JP20721684A JPS6096001A JP S6096001 A JPS6096001 A JP S6096001A JP 59207216 A JP59207216 A JP 59207216A JP 20721684 A JP20721684 A JP 20721684A JP S6096001 A JPS6096001 A JP S6096001A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/02—Details
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/366—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、それぞれ異なる位相推移を呈する２個の帰還
路を有する２個の能動素子を備え、２個１の帰還路の一
方における位相推移が２個の帰還路のベクトル的に加算
されるほぼ一定信号出力とな゛る電圧制御発振器に関す
る。
路を有する２個の能動素子を備え、２個１の帰還路の一
方における位相推移が２個の帰還路のベクトル的に加算
されるほぼ一定信号出力とな゛る電圧制御発振器に関す
る。
２個の帰還路を有す名電圧制御発振器は英国特許第１５
６２８７１号明細書から既知である。この既知の発振器
はエミッタ結合された第１及び第２トランジスタを含む
第１差動増幅器を備えており、第１トランジスタのコレ
クタ電極を第１位相遅れ回路を介して、エミッタホロワ
トランジスタ、圧電振動子及び直流阻止コンデンサの直
列回路を含む再生電圧帰還路に結合し、この直列回路を
第２トランジスタのベース電極に接続する。第１位相遅
れ回路を含む帰還路はほぼ一定の位相推参を有する。他
の可変位相推移帰還路は第２トランジスタのコレクタ電
極を第２位相遅れ回路を介して、第８及び第４トランジ
スタで構成した第２差動増幅器の共通エミッタ電極に接
続することによって形成されている。周波数制御電圧源
は第８及び第４トランジスタのベース電極に接続される
。第３トランジスタのコレクタはエミッタホロワトラン
ジスタに接続される。作動に当り第３及び第４トランジ
スタのエミッタ電極に供給されるエミッタ電流は第２ト
ランジスタの位相推移されたコレクタ電流であり、この
電流が周波数制御電圧に応じて第８及び第４トランジス
タの間で分割される。
６２８７１号明細書から既知である。この既知の発振器
はエミッタ結合された第１及び第２トランジスタを含む
第１差動増幅器を備えており、第１トランジスタのコレ
クタ電極を第１位相遅れ回路を介して、エミッタホロワ
トランジスタ、圧電振動子及び直流阻止コンデンサの直
列回路を含む再生電圧帰還路に結合し、この直列回路を
第２トランジスタのベース電極に接続する。第１位相遅
れ回路を含む帰還路はほぼ一定の位相推参を有する。他
の可変位相推移帰還路は第２トランジスタのコレクタ電
極を第２位相遅れ回路を介して、第８及び第４トランジ
スタで構成した第２差動増幅器の共通エミッタ電極に接
続することによって形成されている。周波数制御電圧源
は第８及び第４トランジスタのベース電極に接続される
。第３トランジスタのコレクタはエミッタホロワトラン
ジスタに接続される。作動に当り第３及び第４トランジ
スタのエミッタ電極に供給されるエミッタ電流は第２ト
ランジスタの位相推移されたコレクタ電流であり、この
電流が周波数制御電圧に応じて第８及び第４トランジス
タの間で分割される。
第８トランジスタの利得を変えることにより、エミッタ
ホロワトランジスタに供給される一定位相推移成分に可
変位相推移成分が付加される。一方の帰還路即ち第８ト
ランジスタだけ含む帰還路の利得を変化することによる
周波数制御は、発振器の周波数制御範囲が制限され、か
つ振幅も周波数制御信号に応答してかなり変化し、これ
は発振器を他の回路へ接続する場合に望ましくないとい
う欠点を有している。更に、この既知の発振器は特にエ
ミッタホロワトランジスタと共に相当大きい電流を消費
し、これは発振器を電池式受信機において使用する場合
に欠点となる。また、この既知の発振器は、上音（オー
バートーン）周波数を抑圧する位相遅れ回路を使用する
ことにより、水晶振動子基本周波数の周りで作動し、こ
れにより発振器の有用な周波数範囲が制限される。
ホロワトランジスタに供給される一定位相推移成分に可
変位相推移成分が付加される。一方の帰還路即ち第８ト
ランジスタだけ含む帰還路の利得を変化することによる
周波数制御は、発振器の周波数制御範囲が制限され、か
つ振幅も周波数制御信号に応答してかなり変化し、これ
は発振器を他の回路へ接続する場合に望ましくないとい
う欠点を有している。更に、この既知の発振器は特にエ
ミッタホロワトランジスタと共に相当大きい電流を消費
し、これは発振器を電池式受信機において使用する場合
に欠点となる。また、この既知の発振器は、上音（オー
バートーン）周波数を抑圧する位相遅れ回路を使用する
ことにより、水晶振動子基本周波数の周りで作動し、こ
れにより発振器の有用な周波数範囲が制限される。
発振器の周波数を制御する他の既知の方法では・バリキ
ャップダイオードが使用される。かかる周波数制御技術
は広く使用されているが欠点を有している。バリキャッ
プダイオードは比較的高価であり、容認できる程度の直
線性を得るため高電圧で作動させるを可とする。更に、
バリキャップダイオードは物理的にかなり大きいので、
バリキャップダイオードをモノリシック回路素子に集積
化する場合比較的大きい区域を必要とする。
ャップダイオードが使用される。かかる周波数制御技術
は広く使用されているが欠点を有している。バリキャッ
プダイオードは比較的高価であり、容認できる程度の直
線性を得るため高電圧で作動させるを可とする。更に、
バリキャップダイオードは物理的にかなり大きいので、
バリキャップダイオードをモノリシック回路素子に集積
化する場合比較的大きい区域を必要とする。
本発明の目的は、周波数制御を適用することにより、上
に述べた既知の技術の欠点を除去した電圧制御発振器を
提供するにある。
に述べた既知の技術の欠点を除去した電圧制御発振器を
提供するにある。
かかる目的を達成するため本発明は、それぞれ異なる位
相推移を呈する２個の帰還路を有する２個の能動素子を
備え、２個の帰還路の一方における位相推移が２個の帰
還路のベクトル的に加算されるほぼ一定信号出力となる
電圧制御発振器において、２個の帰還路の間の利得分配
を変化させる利得分配変化手段を備え、利得分配変化手
段に、２個の能動素子に結合した２個の制御装置を設け
、更に、２個の制御装置の各々に周波数制御電圧を供給
し、関連する能動素子を流れる電流の分配を変化させて
各帰一遠路における利得を変化させ、従って全位相推移
従って電圧制御発振器の周波数を変化させる周波数制御
電圧供給手段を備えたことを特徴とする。
相推移を呈する２個の帰還路を有する２個の能動素子を
備え、２個の帰還路の一方における位相推移が２個の帰
還路のベクトル的に加算されるほぼ一定信号出力となる
電圧制御発振器において、２個の帰還路の間の利得分配
を変化させる利得分配変化手段を備え、利得分配変化手
段に、２個の能動素子に結合した２個の制御装置を設け
、更に、２個の制御装置の各々に周波数制御電圧を供給
し、関連する能動素子を流れる電流の分配を変化させて
各帰一遠路における利得を変化させ、従って全位相推移
従って電圧制御発振器の周波数を変化させる周波数制御
電圧供給手段を備えたことを特徴とする。
両方の帰還路において利得を制御することにより、一方
の帰還路において利得を制御する場合に比べ大きい周波
数制御範囲が得られ、また周波数制御電圧に応じた振幅
の変化も小さくなる。本発明による発振器の実施に際し
ては電流帰還を使用し、これにより電圧帰還を使用した
ものに比べ全電流消費が著しく低減される。
の帰還路において利得を制御する場合に比べ大きい周波
数制御範囲が得られ、また周波数制御電圧に応じた振幅
の変化も小さくなる。本発明による発振器の実施に際し
ては電流帰還を使用し、これにより電圧帰還を使用した
ものに比べ全電流消費が著しく低減される。
更に、能動素子の合成出力発生出力端に同調可能位相進
み回路を結合することにより発振器を、周波数決定装置
、例えば、圧電水晶振動子の上音（オーバートーン）モ
ード周波数及び基本モード周波数において作動させるこ
とができ、これにより発振器の用途が増大する。
み回路を結合することにより発振器を、周波数決定装置
、例えば、圧電水晶振動子の上音（オーバートーン）モ
ード周波数及び基本モード周波数において作動させるこ
とができ、これにより発振器の用途が増大する。
また本発明は、それぞれ出力端を有する２個の能動素子
を備え、その信号出力を出力加算点にお・いてベクトル
的に加算し；出力加算点及び一方の能動素子の入力端の
間に結合した周波数決定装置と；２個の能動素子の入力
端の間に結合した位相推移素子と；２個の能動素子にそ
れぞれ結合され２個の能動素子の各々の利得従って２個
の能動素子を含む帰還路における位相推移を制御する制
御装置とを備えたことを特徴とする電圧制御発振器を提
供する。
を備え、その信号出力を出力加算点にお・いてベクトル
的に加算し；出力加算点及び一方の能動素子の入力端の
間に結合した周波数決定装置と；２個の能動素子の入力
端の間に結合した位相推移素子と；２個の能動素子にそ
れぞれ結合され２個の能動素子の各々の利得従って２個
の能動素子を含む帰還路における位相推移を制御する制
御装置とを備えたことを特徴とする電圧制御発振器を提
供する。
更に本発明は、コレクタ、ベース並びに第１及び第２エ
ミツタ接合を有する半導体装置と、同調可能共振回路と
を備え、該共振回路を第１エミツタ接合及び共振回路の
間に結合した周波数決定装置と、コレクタとに結合し、
第１及び第２エミツタ接合の間に結合したコンデンサと
、それぞれ第１及び第２エミツタ接合に結合したコレク
タを有する差動接続トランジスタ対と、差動接続トラン
ジスタ対の導通、従ってそれぞれ第１エミツタ接合、ベ
ース及びコレクタ並びに第２エミツタ接合ベース及びコ
レクタで構成されるトランジスタの導通を変化させて半
導体装置のコレクタにおける全位相推移を変化させる手
段とを備えたことを特−とする電圧制御発振器を提供す
る。
ミツタ接合を有する半導体装置と、同調可能共振回路と
を備え、該共振回路を第１エミツタ接合及び共振回路の
間に結合した周波数決定装置と、コレクタとに結合し、
第１及び第２エミツタ接合の間に結合したコンデンサと
、それぞれ第１及び第２エミツタ接合に結合したコレク
タを有する差動接続トランジスタ対と、差動接続トラン
ジスタ対の導通、従ってそれぞれ第１エミツタ接合、ベ
ース及びコレクタ並びに第２エミツタ接合ベース及びコ
レクタで構成されるトランジスタの導通を変化させて半
導体装置のコレクタにおける全位相推移を変化させる手
段とを備えたことを特−とする電圧制御発振器を提供す
る。
本発明による発振器はバリキャップダイオードを必要と
しない発振器周波数制御電気手段を備え、その結果一層
小さい区域に簡単に集積化することができる。更に、本
発明の発振器を電池式ページング受信機の如き低電圧装
置において使用した場合には、直線性装置ではないバリ
キャップダイオードを使用して得られる電圧−周波数曲
線に比べ一層直線性の良好な電圧−周波豐峰得ることが
できる。従って本発明の発振器と共に周波数変調及び復
調が可能となる。
しない発振器周波数制御電気手段を備え、その結果一層
小さい区域に簡単に集積化することができる。更に、本
発明の発振器を電池式ページング受信機の如き低電圧装
置において使用した場合には、直線性装置ではないバリ
キャップダイオードを使用して得られる電圧−周波数曲
線に比べ一層直線性の良好な電圧−周波豐峰得ることが
できる。従って本発明の発振器と共に周波数変調及び復
調が可能となる。
次に図面につき本発明を説明する。
第１図に示したコルピッツ発振器はＮＰＮ ）ランジス
タ’Ｉ’ＲＩを備えており、そのベース電極は正電圧源
ライン＋ｖｏ０に接続し、そのエミッタは電流源１０を
介して低電圧ラインに接続し、図示の例ではこの低電圧
ラインはＯｖである。２個の直列接続コンデンサ１４．
１６及びこれと並列の可変インダクタ１２を含む共振回
路をトランジスタＴＲＩのコレクタ及び正電圧源ライン
＋■ｏｏの間に接続する。トランジスタＴＲＩのエミッ
タと、コンデンサ１４．１６の共通接続点であるタラプ
リ１出点との間にインピーダンス１８を接続する。イン
ピーダンス１８の値は小さくする必要があり・そうしな
いと発生する減衰により回路のループ利得が１を超える
ようにすることができなくなる。
タ’Ｉ’ＲＩを備えており、そのベース電極は正電圧源
ライン＋ｖｏ０に接続し、そのエミッタは電流源１０を
介して低電圧ラインに接続し、図示の例ではこの低電圧
ラインはＯｖである。２個の直列接続コンデンサ１４．
１６及びこれと並列の可変インダクタ１２を含む共振回
路をトランジスタＴＲＩのコレクタ及び正電圧源ライン
＋■ｏｏの間に接続する。トランジスタＴＲＩのエミッ
タと、コンデンサ１４．１６の共通接続点であるタラプ
リ１出点との間にインピーダンス１８を接続する。イン
ピーダンス１８の値は小さくする必要があり・そうしな
いと発生する減衰により回路のループ利得が１を超える
ようにすることができなくなる。
この発振器の回路は周知であるから詳細な説明は省略す
る。しかし、この回路を発振器として作動させるために
は発振器のループ利得を１より大きくする一方、同じル
ープでの全位相推移がゼロ又は８６０°の整数倍になる
ようにする必要がある。
る。しかし、この回路を発振器として作動させるために
は発振器のループ利得を１より大きくする一方、同じル
ープでの全位相推移がゼロ又は８６０°の整数倍になる
ようにする必要がある。
インピーダンス１８がゼロの場合、発振器はトランジス
タＴＲＩのコレクタに接続した共振回路によって決まる
周波数において共振する。しかしインピーダンス１８を
、所望発振周波数の周りの周波数において第２図に示し
た等価回路を有する水晶振動子によって置換した場合、
水晶振動子のインピーダンスは水晶振動子の所望直列共
振モードにおける発振を可能ならしめるに十分な低い値
とな・るに過ぎない。発振器の共振回路を所望水晶共振
モードの直列共振周波数と同一周波数に同調した場合発
振周波数ｆ１は となり、ここでＬｌ及びＣ１は所望モードにおける水晶
振動子の直列共振要素であり、寄生コンデンサＣ６の影
響は無視する。
タＴＲＩのコレクタに接続した共振回路によって決まる
周波数において共振する。しかしインピーダンス１８を
、所望発振周波数の周りの周波数において第２図に示し
た等価回路を有する水晶振動子によって置換した場合、
水晶振動子のインピーダンスは水晶振動子の所望直列共
振モードにおける発振を可能ならしめるに十分な低い値
とな・るに過ぎない。発振器の共振回路を所望水晶共振
モードの直列共振周波数と同一周波数に同調した場合発
振周波数ｆ１は となり、ここでＬｌ及びＣ１は所望モードにおける水晶
振動子の直列共振要素であり、寄生コンデンサＣ６の影
響は無視する。
発振器ループにおいて水晶振動子と直列にキャパシタン
スＣ８の小さいコンデンサを接続し、従って回路が発振
した場合、ループの周りにおける位相推移を再びゼロに
する必要がある。しかし発振器のトランジスタ’［’Ｒ
１のエミッタと、トランジスタＴＲＩのコレクタにおけ
る共振回路のタラ７”Ｊｌｌ点点の間の電圧位相推移は
上記キャパシタンスの付加によってはさ程変化しなかっ
た。これは、新たな発振周波数が水晶振動子の共振回路
と直列の付加キャパシタンス０８の影響によって決定さ
れることを意味し、従って新たな発振周波数ｆ２は となり、これら２つの式から、使用可能な周波数推移は
、寄生キャパシタンスＣ０の影響を無視して、Δｆ−ｎ
＜ｑ−１＞とじてめられ、これは近似的にΔｆ−ｆｌ・
０１／（２・Ｃｅ）と表わすことができる。
スＣ８の小さいコンデンサを接続し、従って回路が発振
した場合、ループの周りにおける位相推移を再びゼロに
する必要がある。しかし発振器のトランジスタ’［’Ｒ
１のエミッタと、トランジスタＴＲＩのコレクタにおけ
る共振回路のタラ７”Ｊｌｌ点点の間の電圧位相推移は
上記キャパシタンスの付加によってはさ程変化しなかっ
た。これは、新たな発振周波数が水晶振動子の共振回路
と直列の付加キャパシタンス０８の影響によって決定さ
れることを意味し、従って新たな発振周波数ｆ２は となり、これら２つの式から、使用可能な周波数推移は
、寄生キャパシタンスＣ０の影響を無視して、Δｆ−ｎ
＜ｑ−１＞とじてめられ、これは近似的にΔｆ−ｆｌ・
０１／（２・Ｃｅ）と表わすことができる。
５０ ＭＨｚにおいて１．８８ Ｘ １０ ｐＦ （７
，８４ｍ１ｌのインダクタと直列に）の等価回路を有す
る第８上音（ｔｈｉｒａ ｏｖｅｒｔｏｎｅ ）水晶振
動子の場合、水晶振動子と直列に１０ ｐＦを挿入する
ことにより８．４５ ｋＨｚの周波数推移を得ることが
できた。
，８４ｍ１ｌのインダクタと直列に）の等価回路を有す
る第８上音（ｔｈｉｒａ ｏｖｅｒｔｏｎｅ ）水晶振
動子の場合、水晶振動子と直列に１０ ｐＦを挿入する
ことにより８．４５ ｋＨｚの周波数推移を得ることが
できた。
第３図に示した本発明発振器の実施例では直列コンデン
サを緩慢に回路に電子的に接続できるか又は回路から電
子的にしゃ断できるようにして、全位相推移を変化させ
る。本例は２個の発振トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２を
備え、そのベース電極を互に接続すると共に正電圧源ラ
イン＋ｖＣｏに接続する。トランジスタＴＲＩ 、 Ｔ
ｌのコレクタは互に接続し、かつインダクタ１２と、こ
れに並列接続した２個の直列コンデンサ１４及び１６と
を含む共振回路に接続する。コンデンサ１４．１６の共
通接続点であるタップ引出点と、トランジスタＴＲＩの
エミッタとの間の帰還路に水晶振動子２０を接続する。
サを緩慢に回路に電子的に接続できるか又は回路から電
子的にしゃ断できるようにして、全位相推移を変化させ
る。本例は２個の発振トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２を
備え、そのベース電極を互に接続すると共に正電圧源ラ
イン＋ｖＣｏに接続する。トランジスタＴＲＩ 、 Ｔ
ｌのコレクタは互に接続し、かつインダクタ１２と、こ
れに並列接続した２個の直列コンデンサ１４及び１６と
を含む共振回路に接続する。コンデンサ１４．１６の共
通接続点であるタップ引出点と、トランジスタＴＲＩの
エミッタとの間の帰還路に水晶振動子２０を接続する。
トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２のエミッタの間、に例え
ば１ ｏ ｐＦの値の直列コンデンサＣ８を接続し、そ
の結果水晶振動子２０及びコンデンサＣ８はトランジス
タＴＲ２の帰還路と考えることができる。所要に応じト
ランジスタＴＲＹ及びＴＲ２は、回路をモノリシック半
導体装置上に構成する場合には２つのエミッタ拡散と共
に単一のトランジスタで置換することができる０上述し
た回路は・２個の能動素子が異なる位相推移を供給する
帰還路をそれぞれ有していると見做すことができるが、
各帰還路は水晶振動子２０で構成した共通素子を有して
いる。トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２のコレクタにおい
てこれらトランジスタからの出力がベクトル的に加算さ
れる。トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２の利得を変化する
と、各帰還路によって供給される全利得、従って生ずる
位相推移が変化する。
ば１ ｏ ｐＦの値の直列コンデンサＣ８を接続し、そ
の結果水晶振動子２０及びコンデンサＣ８はトランジス
タＴＲ２の帰還路と考えることができる。所要に応じト
ランジスタＴＲＹ及びＴＲ２は、回路をモノリシック半
導体装置上に構成する場合には２つのエミッタ拡散と共
に単一のトランジスタで置換することができる０上述し
た回路は・２個の能動素子が異なる位相推移を供給する
帰還路をそれぞれ有していると見做すことができるが、
各帰還路は水晶振動子２０で構成した共通素子を有して
いる。トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２のコレクタにおい
てこれらトランジスタからの出力がベクトル的に加算さ
れる。トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２の利得を変化する
と、各帰還路によって供給される全利得、従って生ずる
位相推移が変化する。
トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２の利得を変化するためこ
れらトランジスタのエミッタは差動接続トランジスタＴ
Ｒ８及びＴＲ４のコレクタにそれぞれ接続しλトランジ
スタＴＲＩ及びＴＲ４のエミッタは互に接続すると共に
電流源２２に接続し、この電流源は低電圧ラインに接続
し、この低電圧ラインを本例ではゼロＶラインとする。
れらトランジスタのエミッタは差動接続トランジスタＴ
Ｒ８及びＴＲ４のコレクタにそれぞれ接続しλトランジ
スタＴＲＩ及びＴＲ４のエミッタは互に接続すると共に
電流源２２に接続し、この電流源は低電圧ラインに接続
し、この低電圧ラインを本例ではゼロＶラインとする。
トランジスタＴＲ３及びＴＲ４のベース電極の間には、
第８図において電圧源２４として示した自動周波数制御
電圧を結合する。トランジスタＴＲ３及びＴＲ４のベー
ス電極と、低電圧ラインとの間に基準電圧源２６を結合
する。
第８図において電圧源２４として示した自動周波数制御
電圧を結合する。トランジスタＴＲ３及びＴＲ４のベー
ス電極と、低電圧ラインとの間に基準電圧源２６を結合
する。
作動に当り差動接続トランジスタＴＲ８及びＴＲ４Ｌ−
Ｊ：１１）、２個の発振トランジスタＴＲＩ 、 ＴＲ
２ノ間の電流分配が決定される。この電流分配の制御は
トランジスタＴＲ８及びＴＲ４のベース電極に、電圧源
２４により差動電圧を供給することによって行われる。
Ｊ：１１）、２個の発振トランジスタＴＲＩ 、 ＴＲ
２ノ間の電流分配が決定される。この電流分配の制御は
トランジスタＴＲ８及びＴＲ４のベース電極に、電圧源
２４により差動電圧を供給することによって行われる。
これらベース電極に大きい差動電圧を供給した場合、差
動接続トランジスタ対ＴＲ８及びＴＲ４の一方のトラン
ジスタが十分にターンオンされかつ他方のトランジスタ
が十分にターンオフさ、れる。かかる状態においては２
個の発振トランジスタの一方だけが発振動作に能動的に
寄与する〇差動接続トランジスタ対ＴＲ８、ＴＲ４が一
方向にターンオンする２つの極端な場合を考察すると、
発振トランジスタＴＲＩが十分オンとなり、発振器の帰
還路は水晶振動子２０だけ含み、周波数ｆ１は水晶振動
子２０だけに起因する位相推移によって決まる。差動接
続トランジスタ対ＴＲ３、ＴＲ４が他方態様でターンオ
ンした場合には、発振トランジスタＴＲ２が十分オンと
なり、発振器帰還路は水晶振動子２０及び１０ ｐＦの
直列コンデンサＣ８の両方を含み、周波数ｆ２はこれら
直列素子に起因する位相推移によって決まる。従って、
上に述べた態様で発振周波数が所定量だけ変化する。
動接続トランジスタ対ＴＲ８及びＴＲ４の一方のトラン
ジスタが十分にターンオンされかつ他方のトランジスタ
が十分にターンオフさ、れる。かかる状態においては２
個の発振トランジスタの一方だけが発振動作に能動的に
寄与する〇差動接続トランジスタ対ＴＲ８、ＴＲ４が一
方向にターンオンする２つの極端な場合を考察すると、
発振トランジスタＴＲＩが十分オンとなり、発振器の帰
還路は水晶振動子２０だけ含み、周波数ｆ１は水晶振動
子２０だけに起因する位相推移によって決まる。差動接
続トランジスタ対ＴＲ３、ＴＲ４が他方態様でターンオ
ンした場合には、発振トランジスタＴＲ２が十分オンと
なり、発振器帰還路は水晶振動子２０及び１０ ｐＦの
直列コンデンサＣ８の両方を含み、周波数ｆ２はこれら
直列素子に起因する位相推移によって決まる。従って、
上に述べた態様で発振周波数が所定量だけ変化する。
これら２つの極端な制御状態の間においては周波数推移
は、両方共作動するトランジスタＴＲ８。
は、両方共作動するトランジスタＴＲ８。
ＴＲ４に供給される差動電圧の関数として円滑に変化す
る。これは、従ってトランジスタＴＲＩ 、 ＴＲ２の
導通状態が変化することを意味する。２個の帰還路の各
々及び各トランジスタＴＲＹ 、 ＴＲ２の利？５、に
起因する位相推移はトランジスタＴＲＩ 、 ＴＲ２の
コレクタにおいてベクトル的に加算される。従って最終
位相角は２個のトランジスタの間の電流分配に依存し、
その理由はこの電流分配によって位相推移された成分及
び位相推移されない成分の相対大きさが決まるからであ
る。発振器ループにおける残りの接続は水晶振動子によ
って形成され、従って最終発振周波数は、水晶振動子２
０によって生ずる位相推移により、トランジスタＴＲＩ
。
る。これは、従ってトランジスタＴＲＩ 、 ＴＲ２の
導通状態が変化することを意味する。２個の帰還路の各
々及び各トランジスタＴＲＹ 、 ＴＲ２の利？５、に
起因する位相推移はトランジスタＴＲＩ 、 ＴＲ２の
コレクタにおいてベクトル的に加算される。従って最終
位相角は２個のトランジスタの間の電流分配に依存し、
その理由はこの電流分配によって位相推移された成分及
び位相推移されない成分の相対大きさが決まるからであ
る。発振器ループにおける残りの接続は水晶振動子によ
って形成され、従って最終発振周波数は、水晶振動子２
０によって生ずる位相推移により、トランジスタＴＲＩ
。
ＴＲ２及びコンデンサＣ８を以って構成される回路の能
動部によって導入される位相推移が補正されるという状
態が起るときの周波数となる。従って最終発振周波数は
トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２の間の電流分配によって
決まり、かつまた差動接続トランジスタ対ＴＲ，９、Ｔ
Ｒ４のベースに供給される差動電圧の円滑な連続関数で
もある。この円滑な変化を第４図に示してあり、第４図
において横軸にはトランジスタＴＲ８，ＴＲ４のベース
電極に供給する差動制御電圧Ｅをミリボルトで示し、か
つ縦軸には周波数変化Δｆをヘルツで示しである。
動部によって導入される位相推移が補正されるという状
態が起るときの周波数となる。従って最終発振周波数は
トランジスタＴＲＩ及びＴＲ２の間の電流分配によって
決まり、かつまた差動接続トランジスタ対ＴＲ，９、Ｔ
Ｒ４のベースに供給される差動電圧の円滑な連続関数で
もある。この円滑な変化を第４図に示してあり、第４図
において横軸にはトランジスタＴＲ８，ＴＲ４のベース
電極に供給する差動制御電圧Ｅをミリボルトで示し、か
つ縦軸には周波数変化Δｆをヘルツで示しである。
第８図に示した回路を実現するに当りトランジスタＴＲ
Ｉ −ＴＲ４は発振周波数に適合する小信号無線周波ト
ランジスタ、例えば、形式ＢＦＹ ９０のトランジスタ
を備える。この回路はＭＯＳ及び砒化ガリウムの如き他
の技術において実現することもできる。
Ｉ −ＴＲ４は発振周波数に適合する小信号無線周波ト
ランジスタ、例えば、形式ＢＦＹ ９０のトランジスタ
を備える。この回路はＭＯＳ及び砒化ガリウムの如き他
の技術において実現することもできる。
本発明によって構成した発振器は英国特許明細書第２１
０９２０１Ａ号に開示された直接変調ＦＭ受信機におけ
る局部発振器としての用途に特に好適であり、この受信
機では局部発振器周波数が搬送波周波数から所定量だけ
オフセットされる。
０９２０１Ａ号に開示された直接変調ＦＭ受信機におけ
る局部発振器としての用途に特に好適であり、この受信
機では局部発振器周波数が搬送波周波数から所定量だけ
オフセットされる。
特定オフセット周波数において受信するトーンを維持す
るため発振器を安定にすることが重要であり、従ってト
ランジスタＴＲ８及びＴＲ４のベース電極に供給する電
圧を調整することにより局部発振器周波数をかなり安定
に維持できるので、２つの信号トーンの中心周波数を十
分相違させて帯域通過フィルタにより互に識別できるよ
うにすることができる。
るため発振器を安定にすることが重要であり、従ってト
ランジスタＴＲ８及びＴＲ４のベース電極に供給する電
圧を調整することにより局部発振器周波数をかなり安定
に維持できるので、２つの信号トーンの中心周波数を十
分相違させて帯域通過フィルタにより互に識別できるよ
うにすることができる。
以上本発明を水晶発振器につき説明したが、本、発明は
ＬＣ発振器の如き他の発振器にも適用することができる
。
ＬＣ発振器の如き他の発振器にも適用することができる
。
第１図は既知のコルピッツ発振器を示す回路図、第２図
は第１図のインピーダンスの代りに使用できる水晶振動
子の等価回路図、・ 第８図は本発明発振器の実施例を示す回路図、第４図は
第８図の実施例の特性の一例を示す図である。 １０・・・電流源 １８・・・インピーダンス２０・・
・水晶振動子 ２２・・・電流源２４・・・電圧源 ２
６・・・基準電圧源Ｆｉｇ、３゜ −１υυ
は第１図のインピーダンスの代りに使用できる水晶振動
子の等価回路図、・ 第８図は本発明発振器の実施例を示す回路図、第４図は
第８図の実施例の特性の一例を示す図である。 １０・・・電流源 １８・・・インピーダンス２０・・
・水晶振動子 ２２・・・電流源２４・・・電圧源 ２
６・・・基準電圧源Ｆｉｇ、３゜ −１υυ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ それぞれ異なる位相推移を呈する２個の帰還路を有
する２個の能動素子を備え、２個の帰還路の一方におけ
る位相推移が２個の帰還路のベクトル的に加算されるほ
ぼ一定信号出力となる電圧制御発振器において、２個の
帰還路の間の利得分配を変化させる利得分配変化手段を
備え、利得分配変化手段に、２個の能動素子に結合した
２個の制御装置を設け、更に、２個の制御装置の各々に
周波数制御電圧を供給し、関連する能動素子を流れる電
流の分配を変化させて各帰還路における利得を変化させ
、従って全位相推移従って電圧制御発振器の周波数を変
化させる周波数制御電圧供給手段を備えたことを特徴と
する電圧制御発振器。 ２ 各帰還路が両方の帰還路に共通の少なくとも１個の
周波数決定装置を有する特許請求の範囲第１項記載の電
圧制御発振器。 ＆ 前記信号出力の和を供給される同調可能Ｌ（３回路
を設ける特許請求の範囲第１又は２項記載の電圧制御発
振器。 表 前記能動素子が共通ベース接続した接合トランジス
タを備え、前記トランジスタのエミッタ電極間にコンデ
ンサを接続し、かつ２個の制御装置が差動増幅器を備え
、差動増幅器の出力を前記エミッタ電極にそれぞれ結合
する特許請求の範囲第１乃至３項中のいずれか一項記載
の電圧制御発振器。 ＆ 能動素子及び制御装置が同一導電形式の半導体装置
を備える特許請求の範囲第８項記載の電圧制御発振器。 ａ 前記出力加算点に同調可能並列ＬＣ回路を接続し、
前記ＬＯ回路における２個の直列コンデンサの共通接続
点に周波数決定装置を接続する特許請求の範囲第５項記
載の電圧制御発振器。 ？、 それぞれ出力端を有する２個の能動素子を備え、
その信号出力を出力加算点においてベクトル的に加算し
；出力加算点及び一方の能動素子の入力端の間に結合し
た周波数決定装置と；２個の能動素子の入力端の間に結
合した位相推移素子と；２個の能動素子にそれぞれ結合
され、２個の能動素子の各々の利得従って２個の能動素
子を含む帰還路における位相推移を制御する制御装置と
を備えたことを特徴とする電圧制御発振器。 ＆ 前記出力加算点に同調可能並列ＬＯ回路を接続し、
前記ＬＣ回路における２個の直列コンデンサの共通接続
点に周波数決定装置を接続する特ＩｆｆＭ求の範囲第７
項記載の電圧制御発振器。 ９ コレクタ、ベース並びに＠１及び第２エミツタ接合
を有する半導体装置と、同調可能共振回路とを備え、該
共振回路を第１エミツタ接合及び共振回路の間に結合し
た周波数決定装置と、コレクタとに結合し、第１及び第
２エミツタ接合の間に結合したコンデンサと、それぞれ
第１及び第２エミツタ接合に結合したコレクタを有する
差動接続トランジスタ対と、差動接続トランジスタ対の
導通、従ってそれぞれ第１エミツタ接合、ベース及びコ
レクタ並びに第２エミツタ接合、ベース及びコレクタで
構成されるトランジスタの導通を変化させて半導体装置
のコレクタにおける全位相推移を変化させる手段とを備
えたことを特徴とする電圧制御発振器。 １０ 半導体装置が同一導電形式の第１及び第２接合ト
ランジスタを備え、これらトランジスタのベース電極を
互に接続しかつこれらトランジスタのコレクタ電極を前
記共振回路に結合する特許請求の範聞第９項記載の電圧
制御発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB08326822A GB2147753A (en) | 1983-10-07 | 1983-10-07 | Voltage controlled oscillator |
| GB8326822 | 1983-10-07 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6096001A true JPS6096001A (ja) | 1985-05-29 |
Family
ID=10549802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59207216A Pending JPS6096001A (ja) | 1983-10-07 | 1984-10-04 | 電圧制御発振器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4638263A (ja) |
| EP (1) | EP0140429B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6096001A (ja) |
| KR (1) | KR910001644B1 (ja) |
| AU (1) | AU3386684A (ja) |
| DE (1) | DE3469657D1 (ja) |
| GB (1) | GB2147753A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2252328A (en) * | 1989-12-28 | 1992-08-05 | Isamu Kikuchi | Sintered alloy bearing |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4727340A (en) * | 1986-04-30 | 1988-02-23 | Tektronix, Inc. | Comb generators |
| GB2234643B (en) * | 1989-08-02 | 1993-07-14 | Plessey Co Plc | Frequency modulator |
| JP4067664B2 (ja) * | 1997-09-26 | 2008-03-26 | テキサス インスツルメンツ インコーポレイテツド | 集積回路構成のための広い周波数レンジ及び低ノイズの電圧制御オシレータ |
| GB2332791A (en) * | 1997-12-24 | 1999-06-30 | Motorola Inc | Frequency control in a voltage controlled oscillator by adjusting the relative phases of two feedback signals |
| US7088188B2 (en) * | 2001-02-13 | 2006-08-08 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Differential oscillator |
| JP4458754B2 (ja) * | 2003-03-04 | 2010-04-28 | 株式会社ルネサステクノロジ | Ｌ負荷差動回路 |
| US7205836B2 (en) * | 2005-05-03 | 2007-04-17 | M/A-Com, Inc. | SiGe differential cascode amplifier with miller effect resonator |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52123155A (en) * | 1976-04-09 | 1977-10-17 | Toshiba Corp | Voltage control oscillation circuit |
| JPS5635504A (en) * | 1979-08-31 | 1981-04-08 | Toshiba Corp | Voltage control oscillator |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL132648B (ja) * | 1946-06-19 | |||
| GB747502A (en) * | 1953-07-08 | 1956-04-04 | Marconi Wireless Telegraph Co | Improvements in or relating to frequency modulated oscillation generators |
| GB900693A (en) * | 1957-12-20 | 1962-07-11 | Emi Ltd | Improvements relating to frequency modulated oscillators |
| NL103399C (ja) * | 1959-06-18 | |||
| US3763439A (en) * | 1972-08-21 | 1973-10-02 | Gen Electric | Voltage controlled oscillator for integrated circuit fabrication |
| DE2310722B2 (de) * | 1973-03-03 | 1979-12-20 | Te Ka De Felten & Guilleaume Fernmeldeanlagen Gmbh, 8500 Nuernberg | In der Frequenz modulierbare Oszillatorschaltung mit einem Schwingkristall und mit einem Transistor |
| US4128817A (en) * | 1976-03-03 | 1978-12-05 | Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd. | Voltage controlled oscillator with phase control circuits |
| US4081766A (en) * | 1977-01-24 | 1978-03-28 | Motorola, Inc. | Crystal tuned voltage controlled oscillator |
-
1983
- 1983-10-07 GB GB08326822A patent/GB2147753A/en not_active Withdrawn
-
1984
- 1984-10-04 EP EP84201414A patent/EP0140429B1/en not_active Expired
- 1984-10-04 DE DE8484201414T patent/DE3469657D1/de not_active Expired
- 1984-10-04 JP JP59207216A patent/JPS6096001A/ja active Pending
- 1984-10-05 AU AU33866/84A patent/AU3386684A/en not_active Abandoned
- 1984-10-05 KR KR1019840006156A patent/KR910001644B1/ko not_active Expired
- 1984-10-09 US US06/658,833 patent/US4638263A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52123155A (en) * | 1976-04-09 | 1977-10-17 | Toshiba Corp | Voltage control oscillation circuit |
| JPS5635504A (en) * | 1979-08-31 | 1981-04-08 | Toshiba Corp | Voltage control oscillator |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2252328A (en) * | 1989-12-28 | 1992-08-05 | Isamu Kikuchi | Sintered alloy bearing |
| GB2252328B (en) * | 1989-12-28 | 1994-05-18 | Isamu Kikuchi | Sintered alloy bearing |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8326822D0 (en) | 1983-11-09 |
| KR850003083A (ko) | 1985-05-28 |
| KR910001644B1 (ko) | 1991-03-16 |
| DE3469657D1 (en) | 1988-04-07 |
| EP0140429B1 (en) | 1988-03-02 |
| AU3386684A (en) | 1985-04-18 |
| US4638263A (en) | 1987-01-20 |
| GB2147753A (en) | 1985-05-15 |
| EP0140429A1 (en) | 1985-05-08 |
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