JPS61107802A - 増幅器における抵抗減衰 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この出願は、［超高分解能スピーカ／ステム（Ｕｌｔｒ
ａ−Ｈｉｇｈ　Ｒｅ５ｏｌｕｔｉｏｎ　Ｌｏｕｄ　Ｓｐ
ｅａｋｅｒＳｙｓｔｅｍ　）　Ｊの名称でアール・グロ
ブインスキ（Ｒ，Ｇｒｏｄｉｎｓｋｙ　）　　及びディ
ー・コーンウェル（Ｄ、Ｃｏｒｎｗｅｌｌ　）の名で１
９８４年５月１６日出願されてアールジー・ダイナミッ
クス社（ＲＧＤｙｎａｍｉｃｘ　Ｉｎｃ、　）　　に譲
渡された米国特許出願第６１０６１７号に関係しており
、これをここに援用する。

この発明は音声装置のひずみの減小、特に従来認識され
ていない原因による増幅器のひずみの減小に関係してい
る。

同時係属出願中の前掲の出願においては、スピーカ／ス
テムにおける可聴周波音響特性及ぼす時間変位ひずみの
以前認識されていなかった効果が開示された。このよう
なひずみは一般に、無線周波（ＲＦ）エネルギーの収録
及び非線形リアクティブ素子における蓄積エネルギーに
起因しており、この両者がシステムのいわゆる「雑音床
」を増大させるのに寄与する。この雑音床の増大がシス
テムのダイナミック信号レンジ能力を減小させ、従って
「有音の期間」と「無音の期間」との間の鋭い区別が失
われる。ノステム雑音床を増大させるものはいずれも良
品質の音声再現に有害である。

このような効果は高品質の可聴周波機器について耳の肥
えた聴取者によってのみ識別され得る。複数の励聴器の
間で周波数スペクトルを分割するために分割回路網を採
用したスピーカ／ステムにおける時間変位ひずみが特に
取り扱われていた。特に、特定励振器逆起電力エネルギ
ーの抑制が逆起電力散逸用抵抗器を用いて完成されてい
た。

この発明はショック励振リアクティブ回路素子によりエ
ネルギー蓄積を減小させることによる可聴周波増幅器回
路の音声の改良に向けられている。

このエネルギーはトランンスタ増幅用諸素子の種々の接
合部を、一般にこの素子への電源及び接地接続部を通し
て変調するものと考えられる。コンデンサ及びインダク
タのようなリアクティブ素子のショック励振は、望まし
くない過渡的信号電流の連続的信号電流の連続体を発生
する可聴周波信号の過渡及び非対称性から生じるものと
考えられる。リアクティブ素子におけるこの望ましくな
い信号は大きさでは数ミリアンペア以下の程度の小さい
ものであろうが、トランジスタの入力端子において必要
とされる信号電圧が同じ範囲にあるので無意味ではない
。更に、発生されたひずみ効果は累積する。それぞれ個
個のひずみは極めて小さいものであるにしても、それら
の複合効果は全く顕著である。従来の技術に従って構成
された回路は程度の差はあるがこのひずみ効果に悩まさ
れており、従ってそのようなすべての回路はこの発明の
原理の適用によって利益を得ることができるものと考え
られる。

音の本性は無音の期間によって分離されたエネルギーの
期間であるので、これら二つの状態の間の区別を正確に
再現するための重要性は直ちに明らかである。可聴周波
信号路にあるコンデンサ及びインダクタの７ヨンク励振
によって発生されたひずみは無音の期間を部分的に「満
たす」ので、高品質音声装置においては非常に目立つ。

このような時間変位ひずみはテープレコーダ及びターン
テーブルにおける速度変動により発生される周波数変調
ひずみに類似している。相違点は、時間変位ひずみはリ
アクティブ回路素子をショック励振する可聴周波信号の
能力の関数であり、従って信号自体の特性によって決ま
るということである。

特に、このひずみは信号中の過渡エネルギーの量に関係
している。従来技術はこの形式のひずみを認識していな
い。

時間変位ひずみは各リアクティブ素子に対して抵抗性エ
ネルギー散逸路を設けることによって相当に減小させ得
ることが判明した。有効であるためには分路抵抗は、特
に、大きい値のキャパシタンス及びインダクタンスと共
に使用する場合には小さい値にしなければならないと人
は考えるであろう。しかしながら驚いたことには、数万
オームの抵抗値が所望のひずみ減小を与え得ることが発
見された。それゆえ、増幅器の総合効率は犠牲にされな
いで済む。従来技術では、リアクティブ素子における分
路抵抗は危険なレベルのエネルギー蓄積が可能であるコ
ンデンサにおいてのみ見いだされ、この危険を急速に減
小させるためにこのコンデンサを放電させるように設計
されている。この発明の高い値の分路抵抗はそれゆえ従
来技術に使用された分路抵抗とは全く異なっている。こ
の発明のエネルギー散逸用抵抗は又、極微のエネルギー
蓄積を有し且つ危険エネルギーレベルのための能力を有
しないコンデンサの放電路に使用され、且つ又、変圧器
のような誘導性素子にも使用される。

発明の目的 この発明の主な目的は改良形増幅器を与えることである
。

この発明の別の目的は改善された分解能及びダイナミッ
クレンジを持った可聴周波信号翻訳同解を与えることで
ある。

この発明の更なる目的は可聴周波増幅器における従来認
識されていない時間変位ひずみを減小させることである
。

この発明の更に別の目的は新規な帰還増幅器を与えるこ
とである。

この発明のなお別の目的は可聴周波増幅器用の改良形変
圧器電源装置を与えることである。

この発明によれば、可聴周波信号を供給される利得段を
持った増幅器はりアクタンス性の（リアクティブ）信号
処理及び電源部品を備えている。

このリアクタンス性信号処理及び電源部品の少な（とも
幾つかのものＫは時間変位ひずみを減小させるために５
キロオームないし１００キロオームの範囲の抵抗性エネ
ルギー吸収用部品が接続されている。

この発明のこれら及びその他の目的は図面に関連した次
の説明を読めば明らかになるであろう。

採択実施例の説明 代表的な従来の可聴周波増幅回路が第１図に示されてい
る。可聴周波信号を結合するための信号入力端子１が第
１増幅器６に設けられており、増幅器乙の出力は結合コ
ンデンサ５を介して第２増幅器８０入力に結合されてい
る。一対の抵抗２及び７はそれぞれ増幅器３及び８に対
する接地基準を確立している。増幅器８の出力は別の結
合コンデンサ１０を介して出力端子１５に結合されてい
る。端子１５と接地との間に接続された抵抗１４は出力
信号に対する接地基準を確立している。通常の電源変圧
器１９には一次巻線２２があって、これはプラグ２１及
びスイッチ２０により交流線電流源からエネルギー供給
を受ける。中間タップ付き二次巻線２３が変圧器１９に
設けられていて、この二次巻線はＢ十電圧を与えるため
に一対のパワーダイオード１７及び１８に接続され且つ
Ｂ−電圧を与えるために一対のパワーダイオード１７′
及び１８′に接続されている。Ｂ十出力はフィルタコン
デンサー乙によってフィルタされ、且つＢ−出力はフィ
ルタコンデンサ１６′によってフィルタされる。Ｂ十出
力は発生された直流電流からリプルを更に除去するため
にトランジスター１からなる「ベータ・マルチプライヤ
」フィルタに供給される。増幅器６を増幅器８から減結
合するためにトランジスター１のエミッタに、コンデン
サ９、抵抗６及びコンデンサ４のパイ形接続構成のもの
が接続されている。Ｂ−出力は同様にベータ・マ！ ルチプライヤ１１′、コンデンサ９′、抵抗６′及びコ
ンデンサ４′によってフィルタされる。

典型的には、Ｂ十及びＢ−の直流電圧は５ないし５０ボ
ルトの範囲にあり、又コンデンサ４．４’。

９．９’、１６及び１６′は数百マイクロファラバ程度
の値を持っている。抵抗６及び６′　は一般に１００な
いし１０００オームである。二つの増幅器にはリード線
２６及び２７として示された開割の接地帰線が比較的古
い従来技術の教示に従って共通に配線されている。最近
の従来技術の容認するところでは、増幅器６及び８のよ
うな増幅器間の好ましくない帰還を防止するために共通
の増幅器電流は避けられるべきである。電力供給コンデ
ンサを急速に放電させるためにコンデンサ１６及び１６
′には抵抗′２４及び２４′が設けられている。

これらの抵抗は電力供給コンデンサの蓄積エネルギーが
太きい、すなわち通常５０ジユールを越えているとき以
外は決して使用されない。言うまでもなく、そのような
電力供給は極めてまれである。

エネルギー蓄積量は、Ｊをジュール単位のエネルギー、
Ｃをファラド単位の容量、■をボルト単位の電圧とした
場合、式Ｊ＝１／ＩＣｖ２によって計算される。抵抗２
４及び２４′はｉｏｏないし１０００オームの範囲にあ
り、Ｅを電源電圧とした場合Ｅ２／Ｒに等しいエネルギ
ーを散逸させることができなければならない。これらの
抵抗は通常５ワツトを越える電力定格値を持っている。

前述のように、この従来技術の増幅回路に関連した問題
は可聴周波信号の過渡的及び非対称的性質から生じる。

この可聴周波信号は増幅器における電流変動並びにフィ
ルタコンデンサ及び結合コンデンサの両方における直流
電圧移動を生じることになり、これらの変動は電源変圧
器に再び反射される。この結果、リアクティブ素子のそ
れぞれは可聴周波信号によって種種の程度に連続してシ
ョック励振され、その結果として生じる電圧及び電流の
変動は増幅器の正規の回路負荷によっては十分に減衰さ
せられない。電源フィルタコンデンサ４及び４′におけ
る電流変動は接地帰線リード２７の共通インピーダンス
によって増幅器乙に結合される。増幅器６及び８におけ
る瞬時交流電圧は、直流電圧と同様に、可聴周波信号の
非対称性のために零ではない。それゆえ、結合コンデン
サ５及び１０は、増幅器６及び８が低出力インピーダン
スを持っている場合でさえも、それぞれ増幅器６及び８
によって十分に減衰させられない。

各コンデンサにおけるノヨツク励振電圧変動はそれゆえ
雑音を加え、且つ増幅器入力信号が接続されている端子
でのこの信号の変調によるひずみを発生する。別のひず
みが、電源電圧の変動による半導体の接合部の変調によ
って発生される。例えば、増幅器５又は８におけるトラ
ンジスタ又はダイオード接合部の（・ずれかがＢ十又は
Ｂ−電源電圧の変調によって変調されると、付加的なひ
ずみが発生されることになる。うまく設計された電源で
はそのような変動は小さく・ことが認められているが、
微小な合成ひずみでさえも高分解能音声装置では容易に
聞き取れる。トランジスタ１１及び１１′のベース回路
に接続されたツェナーダイオードはそのような直流変動
を最小限にする力瓢しかしこれを完全に除去することは
できない。

第２図にはこの発明の一形態が図示されている。

ここで、入力端子３１は増幅器３乙に入力を供給し、こ
の増幅器の出力は結合コンデンサ５５を介して第２増幅
器４０に結合されている。増幅器４０の出力は結合コン
デンサ４４を介して出力端子３０に結合されている。抵
抗６２及び６９は増幅器６６及び４０に対する接地基準
を与えている。電源電圧器６２はプラグ６４及びスイッ
チ６５を介して交流電源に接続されている。変圧器６２
の中間タップ付き二次巻線６６と関連してＢ十用のダイ
オード５５及び５６並びにＢ−用のダイオード５５′及
び５６′によって全波整流が行われる。発生された正の
直流電圧はコンデンサ５４によってフィルタさ５れて、
トランジスタ５０．ツェナーダイオード５２及びフィル
タコンデンサ４２によって安定化される。発生された負
の直流電圧はコンデンサ５４′によってフィルタされて
、トランジスタ５０′。

ツェナーダイオード５２′及びフィルタコンデンサ４２
′によって安定化される。抵抗３６及び６６′並びにコ
ンデンサ３４及び６４′は増幅器６３を増幅器４０から
減結合する。

この回路の発明部分はエネルギーを蓄積することのでき
る各リアクティブ素子の両端間に適当な抵抗を付加した
ことにある。これらの抵抗はそれぞれ電力供給コンデン
サ３４．３４’、４２．４２’及び５４　、５４’の両
端間の抵抗３７．３７’、４１゜４１′及び５３．５３
’、増幅器３３及び４０の出力をそれぞれ接地に結合す
る抵抗３８及び４３、変圧器−次巻線６５０両端間の抵
抗６１、並びに変圧器二次巻線６６の各半部の両端間の
抵抗５７及び５８である。

ショック励振ひずみの減小、及びリアクティブ回路素子
における望ましくないエネルギー蓄積から生じる雑音床
のそれに伴う減小を達成するためには、これらのエネル
ギー散逸用抵抗の最適値は意外に大きいことがわかった
。エネルギー蓄積部品及びこれに加えられる電圧の値に
応じて５キロオームから１００キロオームにわたる抵抗
値により著しい利益が得られる。特に興味があるのは、
エネルギー散逸用抵抗をコンデンサと関連して使用した
後、同様に大きい値の１００キロオームの抵抗を電源変
圧器の一次巻線の両端間に配置したとき可聴周波特性が
更に改善されたことを発見したことであった。実験の結
果、電源変圧器の各巻線に対する最適抵抗器値は１ミリ
アンペアないし５ミリアンペアの範囲の電流を生じさせ
るものであることがわかった。完全には理解されていな
いが、ひずみの減小の改善は増幅器に交流電力を供給す
る電力線が真の抵抗性の源ではないことによるものと考
えられる。

電力供給コンデンサのショック励振電流の効果を更に減
小させるために、これらのコンデンサに対する接地帰線
は開割の接地帰線リード４６　、４８及び４９で示され
たように増幅器接地から分離されている。前述の段階の
それぞれのひずみ減小はそれ自体では小さいが、段階の
すべての累計は相当に目立つものである。これらのエネ
ルギー蓄積素子における時間変位ひずみを減小させるた
めの抵抗は、その最適抵抗値が意外に大きいので、増幅
器の効率に最小限の影響を及ぼすだけで、使用すること
ができる。これは、機能上はるかに小さい抵抗値のもの
であって相当の電力損失を生じることになっていた従来
技術の放電抵抗の使用とは全く異なっている。

第３図にはこの発明を採用した負帰還増幅器が例示され
ている。負帰還増幅器はひずみを減小し、動作点を安定
化し、且つ雑音を低減するのに広く用いられている。従
来技術では、負帰還の量は、この量が増大するにつれて
悪くなる入力段過負荷の形態によって制限される。この
効果が認識される前には、何年間もの間、７０　ｄＢま
での負帰還を持った増幅器回路が普通であった。このよ
うな増幅器設計が実験室の試験計測器では実用上測定で
きないひずみを呈したことに言及するのは興味のあるこ
とである。しかも、それは、実験室の試験機器で測定し
たときにより大きいひずみを実際に示したより初期の増
幅器設計よりも大いに劣った音響として耳の肥えた聴取
者によって正しく批評されていた。この表面上の逆説は
、不十分な入力段電圧揺れ受容力及び過大な負帰還の組
合せから生じ得る前述の厳しい入力過負荷効果にオタラ
（０ｔａｌａ　）　　が注目したときに解決された。こ
の形式の帰還誘起形ひずみは過渡相互変調ひずみ又はＴ
ＩＭとして知られている。ＴＩＭの認識は増幅器におけ
る負帰還の著しい減小及びこれに対応して大きい音響改
善を生じることになった。しかしながら、低負帰還増幅
器でさえも負帰還の更なる減小によって更に改善するこ
とができ、この現象が長年音声機器専門家を悩ませてき
た。ＴＩＭを測定するための一般に容認された試験では
ＴＩＭ効果が関係していないように見えるけれども、約
５０ｄＢを越える負帰還が増幅器の見掛けのダイナミッ
クレンジを減小させることも又知られている。実際、あ
る設計者たちは全帰還ループをすべて除去しているけれ
ども、そのような増幅器設計が特性上注目に値すること
は証明されていない。

この発明の原理を適用すれば、負帰還の実質的な増大が
、動作確度の改善、従来の設計では獲得することのでき
なかった改善を含む、すべての分野における音響改善を
生ずることになる。

入力端子７０は可聴周波信号の源を増幅器７２に結合し
、これの出力は出力端子８５に供給される。抵抗７１は
端子７０に対する接地基準を与えており、Ｂ＋及びＢ−
電圧はそれぞれ増幅器７２とフィルタコンデンサ７８及
び７８′とに供給される。出力端子８６に対しては接地
基準帰路抵抗８２が設けられている。交流負帰還は、コ
ンデンサ７６と直列に接続された直列接続対の抵抗７３
及び７４からなる分圧器によって増幅器６２の出力から
得られる。コンデンサ７６は、１００％直流負帰還を与
えて増幅器の動作点を安定化させるために普通使用され
ており、増幅器が結合コンデンサにより交流結合される
代わりに後続の増幅器に直流結合されている場合には特
に必要である。この発明の改善は、信号処理コンデンサ
７６及び電力コンデンサ７８．７８′、９１，９１′に
おける望ましくない信号誘起形ショック励振エネルギー
蓄積をそれぞれエネルギー散逸用抵抗を用いて減小させ
るものである。更に、フィルタコンデンサ及び増幅器７
２の接地帰路は共通接地８５までは分離されている。

、　正の直流電力が全波整流器ダイオード９２及び９３
によって供給され、コンデンサ９１が直流エネルギー蓄
積の源として作用する。抵抗９０は望ましくないノヨツ
ク励振の電流を減小させるためにこのコンデンサと並列
に接続されている。同様に、負の直流電力がダイオード
９２′及び９６′によって供給され、コンデンサ９１′
がエネルギー蓄積の源として作用する。電源変圧１００
には二つの独立した二次巻線９６及び９６′がある。こ
れら二つの開割の巻線の目的は、第１図及び第２図にお
けるように単一の巻線がＢ＋及びＢ−の両整流器に給電
した場合に起こり得る変圧器からのどのような直流分を
も除去することである。単一巻線を使用すると、Ｂ＋電
流とＢ−電流との差に比例した小さいが有害な電流が二
次巻線に現れる。この状態は可聴周波信号の非対称性に
よって、すなわち、正の信号部分が負の信号部分と同じ
エネルギーを含んでいない場合に、発生される。この不
平衡電流は電源変圧器におけるショック励振エネルギー
の源の一つであって、単一二次巻線の両端部における電
圧を差分的に比較することによって観測され得る。

第４図ａはＢ＋及びＢ−の面負荷電流が等しいときの単
一二次巻線の両端部間の差分電圧のオシロスコープ図形
である。第４図すは１０％の負荷不平衡に対するオシロ
スコープ図形を示している。

電流に起因する直流不平衡の発生は全く明らかである。

一方がＢ＋を発生し且つ他方がＢ−を発生する二つの二
次巻線を使用すると、鉄心における不平衡電流はＢ−負
荷電流の不平衡にもかかわらず発生し得ない。

変圧器１００の巻線のそれぞれはエネルギー散逸用抵抗
で分路されている。−次巻線９７シエ抵抗９８が分路さ
れ、二次巻線９６は抵抗９４及び９５で分路され、且つ
二次巻線９６′は抵抗９４′及び９５′で分路されてい
る。各二次巻線の両端間に一つの抵抗を使用してもよい
が、図示のようにそれぞれの半部に分路を設けることが
望ましい。これらの分路抵抗の値は、１ないし５ミリア
ンペアの電流を流すように選択するべきであり、典型的
には非常に低い電圧の巻線に対する５キロホームがら比
較的高い電圧に対する１００キロオームまでの範囲にあ
る。２分の１ワツトの電力定格の抵抗が一般に適当であ
るが、但し、１２０ボルトの巻線に対しては１ワツト形
の抵抗を使用するべきである。分路抵抗の正確な値は重
要ではない。しかし、前に述べたように、リアクティブ
部品は、可聴周波信号電流に直接関係しているとは思わ
れない電源変圧器のものでさえも、それぞれ可聴周波信
号と干渉してこの信号に関係したショック励振ひすみに
寄与する。意外なことであるが、電力増幅器電源におけ
る２５０００マイクロフアラドの容量を持ったフィルタ
又は前置増幅器電源における１ＣＩＣＩ００マイクロフ
アラドの容量を持ったフィルタの場合でさえも、変圧器
巻線における１５キロオームないし５０キロオームの値
を持った分路抵抗の時間変位ひずみ減小効果は全（顕著
である。

実用不可能なほど大きい値のフィルタコンテンサが必要
とされたのは電源変圧器がショック励振ひすみに著しく
寄与していたときのことであると考えてよい。

各リアクタンス回路における信号関係の７ヨツク励振エ
ネルギーの抑制により、ダイナミックレンジの減小及び
高周波の鋭い音のような望ましくない帰還関係の効果を
受けることなく負帰還の相当の増大を可能にする。例え
ば、１００ワツト増幅器においては、この発明の適用後
レエ、不利な効果を伴うことな（負帰還を２６ｄＢから
４２ｄＢに増大させることができる。測定された相互変
調ひずみは０．０１５％から０．００８％に減小してい
た。更に重要なことには、可聴周波信号の立上りを再現
する増幅器の能力、音声間での増幅器の無音化、並びに
空間及び音源位置を模擬する増幅器の能力がすべて劇的
に改善された。この発明を適用しなければ、これらの特
性は、測定された相互変調ひずみを除いてはすべて、帰
還を２６　ｄＢよりも増大させることによって低下させ
られた。

既述のように、可聴周波増幅器回路に対する改善範囲は
５キロオームないし１００キロオームの値を持ったエネ
ルギー散逸抵抗の使用に集中している。好適な範囲は２
０キロオームから５０キロオームである。もちろん、最
適範囲からのひどい外れはそれに応じてこの発明の利用
による利益を減小させることになる。しかしながら、こ
れらの特定値がこの発明における厳格な制限事項と考え
られるべきではな−・。同様に、この発明の利益を最大
限にするためには、リアクティブ及び誘導性素子のすべ
てをエネルギー吸収用抵抗で処理して時間変位ひずみを
減小させるようにするべきである。しかしながら、リア
クティブ部品のすべてではないものについてこの発明を
使用しても、その使用の割合に従って利益が得られる。

これまで説明してきたことは高品質可聴周波増　゛幅器
の音響特性を改善するための新規な構成である。容認さ
れることであるが、この発明の既述の実施例における多
くの変形及び変更はこの発明の真の精神及び範囲から外
れることな（技術に通じた者には明らかであろう。この
発明は特許請求の範囲の苔虫に規定されたところによっ
てのみ制限されるべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術の二段増幅器の概略図である。 第２図はこの発明に従って構成された二段増幅器の概略
図である。 第３図はこの発明に従って構成された帰還増幅器の概略
図である。 第４図はこの発明の詳細な説明するのに有効な波形図で
ある。 第２図及び第６図において、５３．４０は増幅器、３４
　、３４’　、　４２　、４２’　、　５４　、５４’
はコンデンサ（リアクティブ素子）、６２＋ｚ電源変圧
器、６５はその一次巻線、６６はその二次巻線、６７゜
３７’、４１．４１’、５３．５３’、３８．４’ｉ６
１．５７．５８は抵抗（エネルギー、散逸用）、７２は
増幅器、７６は信号処理コンデンサ、７８゜７８’、　
９１．９１／は電力コンデンサ、１００は電源変圧器、
９７ばその一次巻線、９６　、９６’はその二次巻線、
７５，７９．７９’、９０．９０’。 ９８　、９４　、９５　、９４’　、　９５’は抵抗（
エネルギー散逸用）を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源 前記の直流電源に接続された信号増幅用利得段、性質上
   過渡的且つ非対称的である可聴周波信号を増幅のために
   前記の信号増幅用利得段に供給する装置、 前記の信号増幅用利得段と相互接続されていてこれと相
   互に作用し且つ前記の可聴周波信号における望ましくな
   い時間変位ひずみを発生させる複数のエネルギー蓄積性
   リアクティブ素子、及び前記のリアクティブ素子の少な
   くとも幾つかのものの回路に接続されたエネルギー散逸
   用減衰装置、 を備えている増幅器。 ２、前記のエネルギー散逸用減衰装置が分路接続の抵抗
   からなつている、特許請求の範囲第１項に記載の増幅器
   。 ３、前記のエネルギー蓄積性リアクティブ素子が前記の
   直流電源における変圧器巻線及び前記の可聴周波信号の
   経路における信号処理用コンデンサからなつている、特
   許請求の範囲第２項に記載の増幅器。 ４、前記の信号処理用コンデンサの回路における分路接
   続の抵抗の値が５キロオームないし１００キロオームの
   範囲にあり且つ前記の変圧器巻線の回路に接続された抵
   抗の値が１ミリアンペアないし５ミリアンペアの範囲の
   電流を生ずるように選択されている、特許請求の範囲第
   ３項に記載の増幅器。 ５、交流線電流源に接続可能な一次巻線、及び二次巻線
   を備えた変圧器、 脈動直流電流を発生するために前記の二次巻線に接続さ
   れた整流装置、 実質上一定の出力電圧を発生するために前記の整流装置
   に接続されたフィルタ装置、並びに、前記の巻線の少な
   くとも一つの両端間に接続されており且つこの一つの巻
   線から１ミリアンペアないし５ミリアンペアの電流を引
   き出すように選定されているエネルギー散逸用減衰装置
   、 を備えている、高分解能増幅器システムと共に使用する
   ための電源装置。 ６、前記のエネルギー散逸用減衰装置が抵抗からなつて
   いる、特許請求の範囲第５項に記載の変圧器。 ７、独立した正及び負の直流電圧を発生するために前記
   の整流装置に接続された一対の別別の二次巻線、を更に
   備えている、特許請求の範囲第６項に記載の変圧器。 ８、エネルギー吸収用抵抗が前記の変圧器の各巻線の両
   端間に接続されている、特許請求の範囲第７項に記載の
   変圧器。 ９、性質上過渡的且つ非対称的である可聴周波信号を供
   給される少なくとも一つの利得段を備え且つリアクティ
   ブ信号処理部品を備えている形式の増幅器システムにお
   いて、 前記の増幅器における時間変位ひずみを減小させるため
   に少なくとも一つの前記のリアクティブ部品の両端間に
   接続された５キロオームないし１００キロオームの範囲
   の値を持つたエネルギー散逸用抵抗 を備えている増幅器。 １０、前記のエネルギー散逸用抵抗の値が１０キロオー
   ムないし５０キロオームの範囲にある、特許請求の範囲
   第９項に記載の増幅器。 １１、前記の抵抗の値が約３０キロオームである、特許
   請求の範囲第１０項に記載の増幅器。 １２、前記の増幅器が２０ｄＢを越える負帰還を備えて
   いる、特許請求の範囲第１１項に記載の増幅器。