JPS6110965A - 多出力コンバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、列えば電話局などにおいて用いられるＤＣ−
ＤＣコンバータとしての多出力コンバータに関するもの
である。

換言すると、電話局などにおける主電源は直流４８Ｖで
あるが、かかる直流をスイッチングトランジスタなどか
ら成る直流・交流変換手段によって交流に変換した後、
更に整流・平滑化して多種類の負荷に供給するのが多出
力コンバータであるが、本発明は、かかる多出力コンバ
ータ、特に独立した直流定電圧出力および独立した定電
流出力を得る多出力コンバータの改良に関するものであ
る。

〔従来の技術〕

第４図り多出力コンバータの従来例を示すブロック図で
ある。多出力と云っても、以下、例として２出力（人出
力は定電圧出力、Ｂ出力は定電流出力）の場合を説明す
るが、３出力以上であっても説明せんとする事情は同様
である。

同図において、１は直流−交流変換回路（スイッチング
回路）、２は２次巻線を複数個備えたトランス、３は整
流回路、４は平滑回路、５は出力電圧検出回路、６はス
イッチング回路を構成するスイッチング素子のオン０オ
フ駆動パルスのバルス幅を制御する回路、Ａ、Ｂはそれ
ぞれ出力端子である。

このように構成された多出力コンバータにおいては、帰
還ループを形成した方の側、つまり検出回路５において
検出された出力電圧によりパルス幅制御回路６を介して
、変換回路１を構成するスイッチング素子のオン・オフ
駆動パルスのノくルス幅を制御するようにした側の出力
（人出力）は高精度に安定化されるが、他の出力（Ｂ出
力）は、例えば入出力側につながる図示せざる負荷に変
動が生じてこれにより変換回路１におけるオン・オフ駆
動パルスのパルス幅が制御されると、トランス２の１次
巻線に印加される電圧の平均値が変化し、その変化分が
そのまま出力電流変動となるため、Ｂ出力の側において
は高精度な電流出力を得ることができない。

また、このような欠点を除くために第５図および第６図
にそれぞれ示すような回路構成をとることが従来性なわ
れている。これらの図において第４図におけるのと共通
している部分には同一符号を付してあり、以下の各図に
おいてもこの点は同様とする。

さて第５図において７はシリーズドロッパ回路、８はシ
リーズドロッパ制御回路、９は電流検出回路、である。

第６図において９は電流検出回路、１０はスイッチング
回路、１１はスイッチング回路１０の制御回路である。

第５図、第６図に示した各構成は、トランス２の２次側
において、Ｂ出力を一定に制御する手段を備えているこ
とにより、Ａ、Ｂ両出力共高い精度が得られるが、第５
図の回路構成では、シリーズドロッパ回路７の損失が大
きくて高効率が実現できず、また第６図の回路構成では
、スイッチング回路１０や制御回路１１が複雑になると
共に平滑回路４も増加するため、小形、高効率、低価格
な多出力コンバータを得ることはできないという欠点が
あった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

そこで本発明が解決しようとする問題点は、多出力コン
バータにおいて、その各出力を何れも高精度化すると共
に、ぞの形状の小形化、高効率化、コストの低価格化、
を達成しようとする点にある。

従って本発明の目的は、多出力の各々が高精度化されて
いるだけでなく、形状の小形化、高効率化、コストの低
価格化が達成されている如き多出力コンバータを提供す
ることにある。

〔問題点を解決するための手段および作用〕第７図は本
発明の動作原理を示すためのブロック図である。同図に
示す回路構成が第４図に示した従来回路と相違する点は
、Ｂ出力の側において、磁気増幅器１２とフィルタ回路
１３ｔ−ｅ示の如く接続した点にある。

磁気増幅器は、周知のように、鋭い角形の飽和特性を有
する磁心に制御巻線および負荷巻線（交流巻線とも云う
）を施して成る可飽和リアクトルから成っている。そし
て制御巻線に直流電流を流すと、交流電源に接続された
負荷巻線電流が変化する。

このように磁気増幅器を用いると、磁もの非線形性を利
用し、制御巻線に流す直流電流によって、負荷巻線に流
れる電流を一定に制御できるので、第７図の回路におい
て、磁気増幅器１２の負荷巻線（図示せず）の一端をト
ランス２に、他端を整流回路３に、それぞれ接続して負
荷巻線に負荷電流を流すと共に、図示せざる制御巻線に
一定の直流電流を流すようにして、フィルタ１３を介し
て得られる直流Ｂ出力を定電流化するようにしている。

第８図は、更に発展させた形の本発明の動作原理を示す
ためのブロック図である。同図に示す回路構成が第７図
のそれと相違する点は、電流検出回路９と磁気増幅器用
制御回路１４を図示の如く追加した点にある。

つまりＢ出力の出力電流を検出回路９によって検出し、
検出結果を制御回路１４を介して磁気増幅器１２の制御
巻線に帰還させることにより、Ｂ出力電流の更に高精度
でかつ広い安定化範囲を確保しているわけである。

第７図、第８図の各回路において、入出力間に絶縁を必
要としない場合にはトランス２を削除することができる
。また、Ａ、Ｂ両出力間に絶縁を必要としない場合には
、人出力の側にある整流回路３および磁気増幅器１２０
入力（負荷巻線に流す入力）をトランス２の同一出力巻
線より取り出すことができる。さらに、Ｂ出力の他に対
する絶縁は、磁気増幅器１２とＢ出力側の整流回路３と
の間にトランスを挿入することによっても得られるＯ このように入出力間、他出力との間で絶縁が必要でない
回路構成に対しても本発明が適用できることは勿論のこ
とである。

〔実施例〕

次に図を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す回＠図である。

同図において、１５は直流電源、１６はトランス、１７
．１８はそれぞれスイッチングトランジスタ、１９．２
０はそれぞれ帰還ダイオード、２１はトランス１６の１
次巻Ｌ２２．２３はそれぞれトランス１６の２次巻線、
２４．２５はそれぞれ整流ダイオード、２６はチョーク
、２７はコンデンサ、２８．２９はそれぞれ電圧検出■
抵抗、３０は誤差増幅器、３１はパルス幅制御回路、３
２〜３５はそれぞれ整流ダイオード、３６はコンデンサ
、３７は磁気増幅器を構成する可飽和リアクトル、３７
ａは該リアクトルの負荷巻線、３７ｂは同じく制御巻線
、３８ば拘束用チョーク、３９は制御用直流電流源であ
る。なお、負荷巻線３７ａと制御巻線３７ｂの巻数比は
１：ｎｎである。

次に回路動作について説明する。

パルス幅制御回路３１の出力信号によりスイッチングト
ランジスタ１７．１８を交互にオン・オフ駆動すること
により直流電源１５は、方形波状の交流電圧に変換され
、更にトランス１６を介するにより所定の方形波電圧が
得られる。トランス１６のＡ出力側２次巻線２２からの
方形波電圧は、整流ダイオード２４．２５で整流され、
チョーク２６、コンデンサ２７により平滑され、人出力
として直流の定電圧ｍ力になる。

一方、Ｂ出力側の２次巻線２３からの方形波電圧は、可
飽和リアクトル３７の負荷巻線３７ａを流れることによ
り定電流に変換され、Ｂ出力には直流定電流が得られる
。

このように構成された回路において、直流電源１５の電
圧、あるいは人出力につながる図示せざる負荷が変動し
たとしても、該変動は電圧検出抵抗１８，１９．［差増
幅器３０、パルス幅制御回路３１を介してスイッチング
トランジスタ１７゜１８の駆動パルス幅を変化させるた
め、入出力側の出力電圧は安定化され、変動しないｄ一
方、Ｂ出力側の出力電流ＩＢは、制御用直流定電流源３
９から制御巻線３７ｂに流れる電流ＩＳＢで定まる安定
な直流定電流としてＩＢ−ｎＢ　”　Ｉ８Ｒなる一定電
流となる。

従ってＢ出力につながる図示せざる負荷が変動しても、
Ｂ出力の出力電流は変動せず、かつ入出力側にはその影
響は現われない。また、Ｂ出力の短絡あるいは開放等の
過大な変動が発生した場合でも入出力側にはその影響は
現われない。また、可飽和リアクトル３７は、出力側か
ら制御用直流電流源３９に対して帰還をかけなくても、
安定な定電流が得られることから回路が簡易となり、低
価格、高効率な電源が達成できる。

第２図には、第１図において人出力の変動に伴ってスイ
ッチングトランジスタ１７．１８に入力されるオン・オ
フ駆動パルスのパルス幅が変化したときのＢ出力側の出
力電流・電圧特性をグラフで示す。

オン・オフ駆動パルスのパルス幅が２０μｓ〜１４μｓ
と変化してもＳ領域においては良好な定電流特性が得ら
れることがわかる。したがって、Ｓ領域で動作するよう
に電源回路を設計すると、人出力を安定化するためにス
イッチングトランジスタのオン・オフ駆動パルス幅が変
わってもＢ出力には、安定な定電流出力が得られること
になる。

なお第６図のグラフは、スイッチングトランジスタの動
作周波数を２０　ＫＨｚ　（周期が５０μｓ。

従って最大駆動パルス幅が２５μｓ）としたときに得ら
れたグラフである。

第３図は本発明の他の実施例を示す回路図である。同図
に示した実施例は、第８図に対応した実流側である。

本実施例は、Ｂ出力側の出力電流を出力電流検出回路４
０で検出し、誤差増幅器４１を介して、制御用直流電流
源３９に負帰還をかけ、Ｂ出力の安定化領域を広めた実
施例である。本実施例について、これ以上説明する必要
はないであろう。

以上述べた説明は、スイッチング素子にトランジスタを
用いた２出力の多出力定電流コンバータについて行った
ものであるが、他のスイッチング素子を用いた場合であ
っても、また、３出力以上のコンバータであっても本発
明の実施により同様な効果を得ることができる。

また、方形波交流源としてプッシュプル構成をとるもの
について説明したが、ハーフブリッジ、フルブリッジの
他、スイッチング素子の並列接続、トランスの１次巻線
の並列接続・２次巻線の直列接続等の出力容量を増加さ
せるための回路構成をとるものについても本発明を適用
できることは言うまでもない。

さらに上記説明では負荷として整流回路を持つ負荷を想
定したが、負荷としては、ヒータ・ランプ等の一般の負
荷であっても同様な効果を得ることができる。さらにＢ
出力の整流回路、平滑回路、負荷が遠方にある場合にも
本発明の実施により同様な効果を得ることができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、簡易な回路構成で
容易に多出力コンバータの各出力を高い精度で安定化す
ることができ、また定電流出力の短絡、開放等の過酷な
負荷変動が発生した場合でも定電圧出力に影響をおよぼ
すことがないため、高品質な電源が得られるという利点
がある。また本発明による多出力コンバータは、その回
路構成が簡易であることから、形状の小形化、高効率化
、コストの低廉化を図りうるちのという利点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図におけるＢ出力側の電圧電流特性を示すグラフ、第３
図は本発明の他の実施例を示す回路図、第４図は多出力
コンバータの従来例を示すブロック図、第５図は同じく
他の従来例を示すブロック図、第６図は同じく更に別の
従来例を示すブロック図、第７図線本発明の動作原理を
示すためのブロック図、第８図は更に発展させた形の本
発明の動作原理を示すためのブロック図、である。 符号説明 １・・・・・・ＤＣ／ＡＣ変換回路、２・・・・・・ト
ランス、３・・・・・・整流回路、４・・・・・・平滑
回路、訃・・・・・電圧検出回路、６・・・・・・パル
ス幅制御回路、７・・・・・・シリーズドロッパ回路、
８・・・・・・シリーズド四ツバ制御回路、９・・・・
・・電流検出回路、１０・・曲スイッチング回路、１１
・・・・・・スイッチング回路制御回路、１２・・・・
・・磁気増幅器、１３・・・・・・フィルタ回路、１４
・・・・・・磁気増幅器用制御回路、１５・・・・・・
直流電源、１６・・・・・・トランス、１７，１８・・
・・・・スイッチングトランジスタ、１９．２０・曲・
帰還ダイオード、２１・・・・・・トランスの１次巻Ｌ
２２，２３・・・・・・トランスの２次巻線、２４，２
訃曲・整流ダイオード、２６・・・・・・チョーク、２
７・・・・・・コンデンサ、２８．２９・・・・・・電
圧検出用抵抗、３ｏ・・・・・・誤差増幅器、３１・・
・・・・パルス幅制御回路、３２〜３５・・・・・・整
流ダイオード、３６・・・・・・コンデンサ、３７・・
・・・・可飽和リアクトル、３７ａ・・・・・・負荷巻
線、３７ｂ・・・・・・制御巻線、３８・・・・・・拘
束用チョーク、３９・・・・・・制御用直流電流源、４
０・・・・・・出力電流検出回路、４１・・・・・・誤
差増幅器 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 代理人　弁理士　松　崎　　　　清 第１図 第３図 第　４　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）直流を交流に変換して出力する直流・交流変換手段
   と、該手段により得られた交流電圧を整流し平滑化して
   直流出力を発生する少なくも第１および第２の二つの出
   力回路と、から成る多出力コンバータにおいて、前記第
   １の出力回路から得られる出力信号を前記直流・交流変
   換手段へ負帰還することにより該第１の出力回路からの
   出力を定電圧化する手段と、前記第２の出力回路に接続
   されてその出力を定電流化するのに役立つ磁気増幅器と
   、を具備したことを特徴とする多出力コンバータ。