JPS6112105A - Ｌｃ発振回路 - Google Patents
Ｌｃ発振回路Info
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- JPS6112105A JPS6112105A JP59132316A JP13231684A JPS6112105A JP S6112105 A JPS6112105 A JP S6112105A JP 59132316 A JP59132316 A JP 59132316A JP 13231684 A JP13231684 A JP 13231684A JP S6112105 A JPS6112105 A JP S6112105A
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- transistor
- current
- oscillation circuit
- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
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- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/1293—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator having means for achieving a desired tuning characteristic, e.g. linearising the frequency characteristic across the tuning voltage range
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
この発明は、発振周波数を電流または電圧により制御し
得るＬＣ発振回路に関する。
得るＬＣ発振回路に関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
一般に、例えばＰＬＬ （位相同期制御）回路や受信機
の局部発振回路等の電子回路に集積回路（以下ＩＣと略
す）化して用いられるＬＣ発振回路は、第５図に示すよ
うに差動型で構成されている。すなわち、このＬＣ発振
回路では、電源１１を投入して電流源１２に電流を供給
すると、この電流はトランジスタ１３．１４よりなるカ
レントミラー回路へ入力され、トランジスター４のコレ
クタ電流に変換されてトランジスタ１５．１６、コンデ
ンサー７及びコイル１８よりなる差動発振回路の共通エ
ミッタ部へ出力される。
の局部発振回路等の電子回路に集積回路（以下ＩＣと略
す）化して用いられるＬＣ発振回路は、第５図に示すよ
うに差動型で構成されている。すなわち、このＬＣ発振
回路では、電源１１を投入して電流源１２に電流を供給
すると、この電流はトランジスタ１３．１４よりなるカ
レントミラー回路へ入力され、トランジスター４のコレ
クタ電流に変換されてトランジスタ１５．１６、コンデ
ンサー７及びコイル１８よりなる差動発振回路の共通エ
ミッタ部へ出力される。
つまり、上記差動発振回路では、トランジスタ１５、１
６が飽和領域に入らない状態で動作しているとぎ、発振
周波数ｆ ｏｓｃは、トランジスタ１５．１６の寄生容
量及び帰還容量を無視できるとすれば、（Ｃ；コンデン
サー７の容■、Ｌ；フィル１８のインダクタンス） で表わせる。
６が飽和領域に入らない状態で動作しているとぎ、発振
周波数ｆ ｏｓｃは、トランジスタ１５．１６の寄生容
量及び帰還容量を無視できるとすれば、（Ｃ；コンデン
サー７の容■、Ｌ；フィル１８のインダクタンス） で表わせる。
ところが、トランジスタ１６が飽和領域に入って動作す
ると、トランジスタ１６のベース・コレクタ間が順方向
にバイアスされ、ベース・コレクタ間の等測的な（帰還
）容量が逆方向バイアス時よりも極端に増大し、発振周
波数ｆ ｏｓｃが上記計算値よりも低くなってくる。例
えば、上記電源１１の電圧を５ＬＶｌ、コンデンサ１７
の容量Ｃを１９０［ＰＦ］、コイル１８のインダクタン
スＬを５６０［μＨ］とし、電流源１２の電流量を変化
させてトランジスタ１４のコレクタ電流（制御電流Ｉ）
を変化させたときの発振周波数ｆ ｏｓｃを測定すると
、第６図に示すようになる。
ると、トランジスタ１６のベース・コレクタ間が順方向
にバイアスされ、ベース・コレクタ間の等測的な（帰還
）容量が逆方向バイアス時よりも極端に増大し、発振周
波数ｆ ｏｓｃが上記計算値よりも低くなってくる。例
えば、上記電源１１の電圧を５ＬＶｌ、コンデンサ１７
の容量Ｃを１９０［ＰＦ］、コイル１８のインダクタン
スＬを５６０［μＨ］とし、電流源１２の電流量を変化
させてトランジスタ１４のコレクタ電流（制御電流Ｉ）
を変化させたときの発振周波数ｆ ｏｓｃを測定すると
、第６図に示すようになる。
つまり、この第６図から、コンデンサ１７及びコイル１
８よりなるＬＣ並列共振負荷のＱが低いときには、トラ
ンジスタ１６が飽和領域に入らないため発振周波数ｆ
ｏｓｃは４０〜１４０［μＡ］までほとんど変化しない
が、上記並列共振負荷のＱが高い場合には、制御電流Ｉ
の増加に応じて上記並列共振負荷の両端に現われる信号
振幅が増加し、これによってトランジスタ１Ｇが飽和領
域に入るため発振周波数ｆ Ｏ２０が低下することがわ
かる。つまり、上記ＬＣ並列共振負荷のＱを高く設定す
ることにより電流制御型のＬＣ発振回路を構成すること
ができる。
８よりなるＬＣ並列共振負荷のＱが低いときには、トラ
ンジスタ１６が飽和領域に入らないため発振周波数ｆ
ｏｓｃは４０〜１４０［μＡ］までほとんど変化しない
が、上記並列共振負荷のＱが高い場合には、制御電流Ｉ
の増加に応じて上記並列共振負荷の両端に現われる信号
振幅が増加し、これによってトランジスタ１Ｇが飽和領
域に入るため発振周波数ｆ Ｏ２０が低下することがわ
かる。つまり、上記ＬＣ並列共振負荷のＱを高く設定す
ることにより電流制御型のＬＣ発振回路を構成すること
ができる。
しかしながら、上記のような従来のＬＣ発振回路では、
ＬＣ並列共振負荷をＩＣ化した場合にそのＱがばらつき
やすいため、上述したようにＱのばらつきに応じて発振
周波数ｆ ｏｓｃの特性もばらついてしまっていた。
ＬＣ並列共振負荷をＩＣ化した場合にそのＱがばらつき
やすいため、上述したようにＱのばらつきに応じて発振
周波数ｆ ｏｓｃの特性もばらついてしまっていた。
［発明の目的］
この発明は上記のような問題を改善する！こめになされ
たもので、しＣ共振負荷のＱのばらつきに対し、発振周
波数の特性変化を少なくし得るＬＣ発振回路を提供する
ことを目的とする。
たもので、しＣ共振負荷のＱのばらつきに対し、発振周
波数の特性変化を少なくし得るＬＣ発振回路を提供する
ことを目的とする。
［発明の概要コ
すなわち、この発明に係るＬＣ発振回路は、一対のトラ
ンジスタよりなる差動回路と、この差動回路に流れる電
流量を制御する電流源と、前記一対のトランジスタの一
方のトランジスタの電流供給路に介在されコンデンサ及
びコイルよりなるＬＣ共振負荷と、前記一対のトランジ
スタの他方のトランジスタの電流供給路に介在され該他
方のトランジスタを制御範囲で飽和状態で動作させるダ
イオードとを具備してなることを特徴とするものである
。
ンジスタよりなる差動回路と、この差動回路に流れる電
流量を制御する電流源と、前記一対のトランジスタの一
方のトランジスタの電流供給路に介在されコンデンサ及
びコイルよりなるＬＣ共振負荷と、前記一対のトランジ
スタの他方のトランジスタの電流供給路に介在され該他
方のトランジスタを制御範囲で飽和状態で動作させるダ
イオードとを具備してなることを特徴とするものである
。
［発明の実施例］
以下、第１図乃至第２図を参照してこの発明の一実施例
を説明する。但し、第１図において第５図と同一部分に
は同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について
のみ述べる。
を説明する。但し、第１図において第５図と同一部分に
は同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について
のみ述べる。
第１図はその構成を示すもので、前記電源１１の正電極
側の基準電位点及びトランジスタ１５のコレクタ間にダ
イオード１９を介在させたものである。
側の基準電位点及びトランジスタ１５のコレクタ間にダ
イオード１９を介在させたものである。
つまり、このＬＣ発振回路は、ダイオード１９によりト
ランジスタ１５を制御電流Ｉの制御範囲で飽和領域に入
るようにしたもので、この場合、上記ダイオード１９の
電圧容ＩＭＦは、トランジスタ１５のベース・エミッタ
間電圧ＶＢＥより小さく設定する。これは、ＶＦがＶＢ
Ｈに近づくほどトランジスタ１５の飽和の度合いが大き
くなり、これによって発振周波数ｆ ｏｓｃの変化を大
きくすることができるからである。但し、あまり近づき
すぎるとトランジスタ１５が完全に飽和してしまい、発
振停止状態に至ることになる。
ランジスタ１５を制御電流Ｉの制御範囲で飽和領域に入
るようにしたもので、この場合、上記ダイオード１９の
電圧容ＩＭＦは、トランジスタ１５のベース・エミッタ
間電圧ＶＢＥより小さく設定する。これは、ＶＦがＶＢ
Ｈに近づくほどトランジスタ１５の飽和の度合いが大き
くなり、これによって発振周波数ｆ ｏｓｃの変化を大
きくすることができるからである。但し、あまり近づき
すぎるとトランジスタ１５が完全に飽和してしまい、発
振停止状態に至ることになる。
第２図は、第６図に示した場合と同様に、上記電源１１
の電圧を５［Ｖ］、コンデンサ１７の容量Ｃを１９０［
ＰＦ］、コイル１８のインダクタンスＬを５６０［μＨ
］とし、電流源１２の電流量を変化させてトランジスタ
１４のコレクタ電流（制御電流Ｉ）を変化させたときの
発振周波数ｆ ｏｓｃを測定した結果を示すものである
。この第２図から、このＬＣ発振回路は、従来のものに
比してＬＣ並列共振負荷のＱのばらつきに対する発振周
波数ｆの特性変化が少ないことがわかる。また、制御電
流Ｉの変化に対して、ＬＣ並列共振負荷のＱが変わって
も、発振周波数ｆ ｏｓｃが直線的に変化していること
がわかる。
の電圧を５［Ｖ］、コンデンサ１７の容量Ｃを１９０［
ＰＦ］、コイル１８のインダクタンスＬを５６０［μＨ
］とし、電流源１２の電流量を変化させてトランジスタ
１４のコレクタ電流（制御電流Ｉ）を変化させたときの
発振周波数ｆ ｏｓｃを測定した結果を示すものである
。この第２図から、このＬＣ発振回路は、従来のものに
比してＬＣ並列共振負荷のＱのばらつきに対する発振周
波数ｆの特性変化が少ないことがわかる。また、制御電
流Ｉの変化に対して、ＬＣ並列共振負荷のＱが変わって
も、発振周波数ｆ ｏｓｃが直線的に変化していること
がわかる。
したがって、上記のように構成したしＣ発振回路は、Ｌ
Ｃ共振負荷のＱのばらつきに対して発振周波数の特性変
化を少なくすることができるものである。
Ｃ共振負荷のＱのばらつきに対して発振周波数の特性変
化を少なくすることができるものである。
第３図はこの発明に係る他の実施例を示すもので、差動
発振回路のトランジスタ２０．［１が第１図に示した実
施例のトランジスタ１５．１６に対して逆極性の場合を
示している。尚、電流源２２は前記電流源１２及びトラ
ンジスタ１３．１４よりなる電流源と等価である。この
ＬＣ発振回路の動作は前記実施例と同様であるのでその
説明は省略する。
発振回路のトランジスタ２０．［１が第１図に示した実
施例のトランジスタ１５．１６に対して逆極性の場合を
示している。尚、電流源２２は前記電流源１２及びトラ
ンジスタ１３．１４よりなる電流源と等価である。この
ＬＣ発振回路の動作は前記実施例と同様であるのでその
説明は省略する。
第４図は第１図に示したＬＣ発振回路２３をＰＬＬマル
チプレクサ回路に応用した場合の構成を示すもので、前
記トランジスタ１６のコレクタから発Ｊ辰信号を取出し
、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、トランジスタ０１〜Ｑ４、ダイオー
ドＤＩ 、Ｄ２及び電流源■１よりなる増幅回路２４よ
り上記発振信号を増幅し、出力端子２５を介して１２Ｌ
分周回路２６に供給するようになされている。つまり、
このＰＬＬマルチプレクサ回路はＩＣ化が容易であり、
ＬＣ発振回路の発振周波数ｆ ｏｓｃの特性変化が少な
いため、極めて精度の良いものとなる。
チプレクサ回路に応用した場合の構成を示すもので、前
記トランジスタ１６のコレクタから発Ｊ辰信号を取出し
、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、トランジスタ０１〜Ｑ４、ダイオー
ドＤＩ 、Ｄ２及び電流源■１よりなる増幅回路２４よ
り上記発振信号を増幅し、出力端子２５を介して１２Ｌ
分周回路２６に供給するようになされている。つまり、
このＰＬＬマルチプレクサ回路はＩＣ化が容易であり、
ＬＣ発振回路の発振周波数ｆ ｏｓｃの特性変化が少な
いため、極めて精度の良いものとなる。
このように、この発明に係るＬＣ発振回路は、種々の電
子回路に応用可能なものである。
子回路に応用可能なものである。
［発明の効果］
以上のようにこの発明によれば、ＬＣ共振負荷のＱのば
らつきに対し、発振周波数の特性変化を少なくし得るＬ
Ｃ発振回路を提供することができる。
らつきに対し、発振周波数の特性変化を少なくし得るＬ
Ｃ発振回路を提供することができる。
第１図はこの発明に係るＬＣ発振回路の一実施例を示す
回路図、第２図は同実施例の制御電流に対する発振周波
数の特性を示す特性図、第３図及び第４図はそれぞれこ
の発明に係る他の実施例を示す回路図、第５図は従来の
ＬＣ発振回路の構成を示す回路図、第６図は上記ＬＣ発
振回路の周波数特性を示す特性図である。 １１・・・電源、１２．・・・電流源、１３〜１６・・
・トランジスタ、１７・・・コンデンサ、１８・・・コ
イル、１９・・・ダイオード、■・・・制御電流。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第３図 第４図
回路図、第２図は同実施例の制御電流に対する発振周波
数の特性を示す特性図、第３図及び第４図はそれぞれこ
の発明に係る他の実施例を示す回路図、第５図は従来の
ＬＣ発振回路の構成を示す回路図、第６図は上記ＬＣ発
振回路の周波数特性を示す特性図である。 １１・・・電源、１２．・・・電流源、１３〜１６・・
・トランジスタ、１７・・・コンデンサ、１８・・・コ
イル、１９・・・ダイオード、■・・・制御電流。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第３図 第４図
Claims (1)
- 一対のトランジスタよりなる差動回路と、この差動回路
に流れる電流量を制御する電流源と、前記一対のトラン
ジスタの一方のトランジスタの電流供給路に介在されコ
ンデンサ及びコイルよりなるＬＣ共振負荷と、前記一対
のトランジスタの他方のトランジスタの電流供給路に介
在され該他方のトランジスタを制御範囲で飽和状態で動
作させるダイオードとを具備してなることを特徴とする
ＬＣ発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59132316A JPS6112105A (ja) | 1984-06-27 | 1984-06-27 | Ｌｃ発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59132316A JPS6112105A (ja) | 1984-06-27 | 1984-06-27 | Ｌｃ発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6112105A true JPS6112105A (ja) | 1986-01-20 |
| JPH0462484B2 JPH0462484B2 (ja) | 1992-10-06 |
Family
ID=15078461
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59132316A Granted JPS6112105A (ja) | 1984-06-27 | 1984-06-27 | Ｌｃ発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6112105A (ja) |
-
1984
- 1984-06-27 JP JP59132316A patent/JPS6112105A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0462484B2 (ja) | 1992-10-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |