JPS611275A - トランジスタ・インバ−タ装置 - Google Patents
トランジスタ・インバ−タ装置Info
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- JPS611275A JPS611275A JP59121537A JP12153784A JPS611275A JP S611275 A JPS611275 A JP S611275A JP 59121537 A JP59121537 A JP 59121537A JP 12153784 A JP12153784 A JP 12153784A JP S611275 A JPS611275 A JP S611275A
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- voltage
- inverter
- current
- inverter device
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
との発明は、直流・交流の電圧変換を行なうトランジス
タ・インバータ装置に関するものである。
タ・インバータ装置に関するものである。
従来この種のトランジスタ・インバータ装置として、第
１図のような回路構成図のものがあった。
１図のような回路構成図のものがあった。
第１図において（１）は直流電源、（２）はインダクタ
ンス、 （３１ｔｌ−ヤパシタ、 ＋４１はトランス、
（５）ｔｊ：コレクタ巻線、（６）はベース巻線、
（７１，Ｔ８１Ｆｉトランジスタ。
ンス、 （３１ｔｌ−ヤパシタ、 ＋４１はトランス、
（５）ｔｊ：コレクタ巻線、（６）はベース巻線、
（７１，Ｔ８１Ｆｉトランジスタ。
＋９１ Ｖｉ低抵抗０αけ２次巻線、α１）は負荷であ
る。この出典は”Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｉｚｅｄ ｈｉ
ｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ ５ｕｐｐｌｉｅｓ、 ｂｙＲ，
Ｂ、 Ｃｒｏｓｂｉｅ、 ＢＬＥＣＴＲＯＮＩＣＥＮＧ
ＩＮＥＥＲＩＮＧ。
る。この出典は”Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｉｚｅｄ ｈｉ
ｇｈ−ｖｏｌｔａｇｅ ５ｕｐｐｌｉｅｓ、 ｂｙＲ，
Ｂ、 Ｃｒｏｓｂｉｅ、 ＢＬＥＣＴＲＯＮＩＣＥＮＧ
ＩＮＥＥＲＩＮＧ。
ＤＥＣＢＭＢＥＲ１９６７″ による。
従来の装置においては、インダクタンス（２１Ｋよって
プッシュプル形トランジスタ・インバータから直流電源
（１）を見た時のインピーダンスを高めて定電流源的な
電力源としておき、キャパシタ（３）と。
プッシュプル形トランジスタ・インバータから直流電源
（１）を見た時のインピーダンスを高めて定電流源的な
電力源としておき、キャパシタ（３）と。
トランス（４）のコレクタ巻線（５）のインダクタンス
による並列共振によってトランス（４）の巻線電圧を正
弦波状の共振電圧とし、トランジスタ＋７１． （８１
のスイッチング時罠おけるコレクタ電圧を０としてスイ
ッチング損失を低減する。またトランジスタ（７）。
による並列共振によってトランス（４）の巻線電圧を正
弦波状の共振電圧とし、トランジスタ＋７１． （８１
のスイッチング時罠おけるコレクタ電圧を０としてスイ
ッチング損失を低減する。またトランジスタ（７）。
（８）の駆動はトランス（４）に設けたベース巻線（６
）により自励式で行ない、共振電圧が０から上昇すると
同時にコレクタ巻線（５）からベース巻線（６）に電圧
が発生して所定のトランジスタにベース電流が供給され
てトランジスタがオンとなり、共振電圧がＯに戻るとト
ランジスタがオフとなる。このようにしてプッシュプル
形トランジスタ・インバータが自励で動作し、負荷（１
１１へはトランス（４）の２次巻線（１〔を介して電力
が伝送される。なお抵抗（９）はベース電流の制限用で
ある。第１図の各部の電圧、電流波形を第２図に示す。
）により自励式で行ない、共振電圧が０から上昇すると
同時にコレクタ巻線（５）からベース巻線（６）に電圧
が発生して所定のトランジスタにベース電流が供給され
てトランジスタがオンとなり、共振電圧がＯに戻るとト
ランジスタがオフとなる。このようにしてプッシュプル
形トランジスタ・インバータが自励で動作し、負荷（１
１１へはトランス（４）の２次巻線（１〔を介して電力
が伝送される。なお抵抗（９）はベース電流の制限用で
ある。第１図の各部の電圧、電流波形を第２図に示す。
しかし、自励式インバータは９回路素子の諸元の温度変
動や劣化あるいは負荷変動によって動作周波数が変化し
、用途によっては好ましくない場合がある。例えばテレ
ビジョン装置では、スイッチング雑音の生じる。トラン
ジスタのスイッチングのタイミングを、ブランキング期
間（ブラウン管上で画像の走査が行なわれていない期間
）に入れたり、あるいけスイッチング周波数を水平同期
信号に同期させて１画面へのランダム雑音の混入を低減
する事が行なわれている。また特定の周波数帯域に高感
度を有する通信装置では、スイッチング周波数あるいは
その高調波がその帯域にずれ込むと通信性能を劣化させ
る。この様な用途では。
動や劣化あるいは負荷変動によって動作周波数が変化し
、用途によっては好ましくない場合がある。例えばテレ
ビジョン装置では、スイッチング雑音の生じる。トラン
ジスタのスイッチングのタイミングを、ブランキング期
間（ブラウン管上で画像の走査が行なわれていない期間
）に入れたり、あるいけスイッチング周波数を水平同期
信号に同期させて１画面へのランダム雑音の混入を低減
する事が行なわれている。また特定の周波数帯域に高感
度を有する通信装置では、スイッチング周波数あるいは
その高調波がその帯域にずれ込むと通信性能を劣化させ
る。この様な用途では。
トランジスタ（７１，（８１を自励式に駆動するのでは
なく９個別の独立した発振器を有するトランジスタ駆動
回路によって外部より駆動し、動作周波数を一定かつ安
定にする事が従来より行なわれてきた。
なく９個別の独立した発振器を有するトランジスタ駆動
回路によって外部より駆動し、動作周波数を一定かつ安
定にする事が従来より行なわれてきた。
しかし、従来の第１図の回路を外部より駆動した場合、
以下の様な不具合がある。すなわち、共振回路の共振周
波数と駆動信号の周波数は一致し 。
以下の様な不具合がある。すなわち、共振回路の共振周
波数と駆動信号の周波数は一致し 。
ないため、共振回路の共振電圧が正弦波状の弧を描いて
０に戻った時刻と駆動信号の供給される時刻が一致しな
い。それ故、共振電圧Ｖｉｏから負の電圧となってトラ
ンジスタ＋７１． ＋８１のコレクタ・エミッタ間に印
加してこれらを損傷したり、ターンオフ時のコレクタ電
圧が０にならず、スイッチング損失が増加する等の不具
合があった。上記動作における各部の電圧、電流波形を
第３図に示す。
０に戻った時刻と駆動信号の供給される時刻が一致しな
い。それ故、共振電圧Ｖｉｏから負の電圧となってトラ
ンジスタ＋７１． ＋８１のコレクタ・エミッタ間に印
加してこれらを損傷したり、ターンオフ時のコレクタ電
圧が０にならず、スイッチング損失が増加する等の不具
合があった。上記動作における各部の電圧、電流波形を
第３図に示す。
第３図は共振周波数がスイッチング周波数より高くなっ
た場合の動作波形を示しており、トランジスタのターン
オン前に逆電圧がコレクタ・エミッタ間に印加され、ま
たターンオフ時のコレクタ・エミッタ電圧が０にならな
い。
た場合の動作波形を示しており、トランジスタのターン
オン前に逆電圧がコレクタ・エミッタ間に印加され、ま
たターンオフ時のコレクタ・エミッタ電圧が０にならな
い。
この発明は、かかる欠点を改善する目的でなさレタモの
で、トランス（４）のコレクタ巻線（５）のインダクタ
ンスに蓄えられた電流の循環路を設ける事により、共振
回路の電圧が＃Ｉは０のまま停滞できるようになしたト
ランジスタ・インバータ装置を提案するものである。
で、トランス（４）のコレクタ巻線（５）のインダクタ
ンスに蓄えられた電流の循環路を設ける事により、共振
回路の電圧が＃Ｉは０のまま停滞できるようになしたト
ランジスタ・インバータ装置を提案するものである。
第４図はこの発明例よるトランジスタ・インバータ装置
の回路構成図であり、以下詳細に説明する。第４図にお
いて、（１）は直流電源、（２）はインダクタンス、（
３）はキャパシタ、 ＋４）ｌ−ｊ： ｌ−ランス、（
５）はコレクタ巻線、 ＋７１． ＋８１はトランジス
タ、 ｆｌｏ＋は２次巻線、０１）は負荷、 ａ’ａＶ
ｉ駆動装置、 （１３−ａ）、 （１３−ｂ）は駆動信
号、 （１４１，（＋５＋はダイオードである。駆動装
置α２け、トランジスタ＋７１． （８１の駆動信号（
１３−ａ）、 （１３−ｂ）を発生する。トランジスタ
（７）の駆動信号（１３−ａ）と。
の回路構成図であり、以下詳細に説明する。第４図にお
いて、（１）は直流電源、（２）はインダクタンス、（
３）はキャパシタ、 ＋４）ｌ−ｊ： ｌ−ランス、（
５）はコレクタ巻線、 ＋７１． ＋８１はトランジス
タ、 ｆｌｏ＋は２次巻線、０１）は負荷、 ａ’ａＶ
ｉ駆動装置、 （１３−ａ）、 （１３−ｂ）は駆動信
号、 （１４１，（＋５＋はダイオードである。駆動装
置α２け、トランジスタ＋７１． （８１の駆動信号（
１３−ａ）、 （１３−ｂ）を発生する。トランジスタ
（７）の駆動信号（１３−ａ）と。
トランジスタ（８）の駆動信号Ｑ３−ｂ）は以下の様に
設定する。すなわち、第一に駆動信号（１３−ａ）、
（１３−ｂ）の周期は２回路素子の諸元の変動あるいは
負荷変動を含めて、最長となる共振周期以上とすること
、第二に一方の駆動信号がオフとなる前に、他方の駆動
信号をあらかじめオンにしておく事である。
設定する。すなわち、第一に駆動信号（１３−ａ）、
（１３−ｂ）の周期は２回路素子の諸元の変動あるいは
負荷変動を含めて、最長となる共振周期以上とすること
、第二に一方の駆動信号がオフとなる前に、他方の駆動
信号をあらかじめオンにしておく事である。
第５図に第４図の発明における各部の電圧、電流波形を
示す。以下第５図に従って、第４図の回路の動作を述べ
る。駆動信号（１３−ａ）がオンであり。
示す。以下第５図に従って、第４図の回路の動作を述べ
る。駆動信号（１３−ａ）がオンであり。
駆動信号（１３−ｂ）がオンからオフに反転すると、ト
ランス（４）のコレクタ巻線（５）のインダクタンスに
流れていた電流が断となり、キャパシタ（３）との間で
共振を生じる。共振回路の等価回路は第６図となる。
ランス（４）のコレクタ巻線（５）のインダクタンスに
流れていた電流が断となり、キャパシタ（３）との間で
共振を生じる。共振回路の等価回路は第６図となる。
第６図において、Ｖは共振回路の電圧、ｉけ共振回路の
電流である。共振の開始時にはＶけほぼＯであり、１は
トランス（４）のコレクタ巻線（５）のインダクタンス
に流れていた電流の初期値１．と等しい。
電流である。共振の開始時にはＶけほぼＯであり、１は
トランス（４）のコレクタ巻線（５）のインダクタンス
に流れていた電流の初期値１．と等しい。
第６図の系で次式が成立つ。
ｖ＝−Ｌ ・□
ｉ＝Ｃ・−一
ｉ
１（ｏ）＝Ｌ
Ｖ（Ｏ）＝Ｏ
上式でＬｔｊｌ−ランス（４）のコレクタ巻線（５）の
インダクタンス、Ｃはキャパシタ（３）のキャパシタン
ス。
インダクタンス、Ｃはキャパシタ（３）のキャパシタン
ス。
また１（ｏ）、 ｖ（ｏ）はそれぞれ電圧Ｖ、雷電流の
時間０における値を示す。これらの式より電圧Ｖ、雷電
流は以下の様になる。
時間０における値を示す。これらの式より電圧Ｖ、雷電
流は以下の様になる。
Ｖ（ｔ）＝ Ａ −ｓｉｎ ｗｔ
ｉ （０＝ ｉｏ 、 ｆｆ１ａｙｉ
江で
ここでＡは、直流電源（１）の電圧Ｅ、上式で決まるＷ
、ならびに駆動信号のタイミングで決まり、自励式と同
じタイミングで動作させ、トランジスタ＋７１． ＋８
１および回路中の損失が０と想定した場合Ａ＝π×Ｅと
なる。
、ならびに駆動信号のタイミングで決まり、自励式と同
じタイミングで動作させ、トランジスタ＋７１． ＋８
１および回路中の損失が０と想定した場合Ａ＝π×Ｅと
なる。
上式より、電圧Ｖけ正弦波の弧を描き、共振周期Ｔ＝π
、届チーの後に再び０となる。また電流ｉは方向が反転
し、−１，となる。以上の期間の動作は。
、届チーの後に再び０となる。また電流ｉは方向が反転
し、−１，となる。以上の期間の動作は。
従来の回路と変らないが、この後の動作が異なる。
すなわちＴ＝π扛でにてｖ ＝ Ｑとなった後、■は共
振の継続として負になろうとする。しかし。
振の継続として負になろうとする。しかし。
ｖ＝−ｖ（１（ｖｄはダイオードａ９の順方向電圧降下
）になるとダイオード０９が導通し、電流ｉけダイオー
ド０９のアノードからインダクタンスＬ、 ｌ−ラン
ジスタ（７）を経て再びダイオードａ印のカソードに流
れる経路で循環する。この動作の等価回路は第７図とな
る。インダクタンスの両端電圧Ｖは、はぼ−ｖ（１（厳
密には−Ｖｄにトランジスタ（７）の電圧降下を加えた
値）で約ｉｖ程度であるため、電流１゜けほとんど減少
せず罠、循環をつづける。（なぜならばＬ・−妨−＝−
ｖｄで、 Ｖｄが小さいためほぼｄＬｄｔ
ｄｔ＝
０とみなせる。すなわちｉ、ｈ＋ｔぼ一定となる。）こ
の期間にトランジスタ（８）の駆動信号Ｑ３−ｂ）をオ
ンにしておく。
）になるとダイオード０９が導通し、電流ｉけダイオー
ド０９のアノードからインダクタンスＬ、 ｌ−ラン
ジスタ（７）を経て再びダイオードａ印のカソードに流
れる経路で循環する。この動作の等価回路は第７図とな
る。インダクタンスの両端電圧Ｖは、はぼ−ｖ（１（厳
密には−Ｖｄにトランジスタ（７）の電圧降下を加えた
値）で約ｉｖ程度であるため、電流１゜けほとんど減少
せず罠、循環をつづける。（なぜならばＬ・−妨−＝−
ｖｄで、 Ｖｄが小さいためほぼｄＬｄｔ
ｄｔ＝
０とみなせる。すなわちｉ、ｈ＋ｔぼ一定となる。）こ
の期間にトランジスタ（８）の駆動信号Ｑ３−ｂ）をオ
ンにしておく。
ついで、トランジスタ（７）の駆動信号（１３−ａ）（
ｙ７オフにする事により、上記の動作がプツシ−プルイ
ンバータ内で対称に行なわれ、継続してゆく。
ｙ７オフにする事により、上記の動作がプツシ−プルイ
ンバータ内で対称に行なわれ、継続してゆく。
このようにして９本発明ではインダクタンス電流の循環
経路が具備されているので、共振周期Ｔが変動してもイ
ンダクタンス電流の循環期間が増減する範囲であれば動
作に支障はなく、ターンオン、ターンオフ時のトランジ
スタ＋７１． ＋８１のコレクタ・エミッタ電圧は共
にほぼ０にする事ができ。
経路が具備されているので、共振周期Ｔが変動してもイ
ンダクタンス電流の循環期間が増減する範囲であれば動
作に支障はなく、ターンオン、ターンオフ時のトランジ
スタ＋７１． ＋８１のコレクタ・エミッタ電圧は共
にほぼ０にする事ができ。
またコレクタ・エミッタ電圧に過大な逆電圧が印加され
る事がない。第５図の破線に、共振周期が短くなった場
合の動作波形を示している。
る事がない。第５図の破線に、共振周期が短くなった場
合の動作波形を示している。
以上のように、この発明によるトランジスタ・インバー
タ装置は、共振の周期と、駆動信号（１３−ａ）。
タ装置は、共振の周期と、駆動信号（１３−ａ）。
（１３−１））の周期が厳密に一致しなくても支障なく
動作するから２回路諸元の変動や、負荷変動による共振
周期の変化があっても、一定の駆動周波数で動作でき、
しかもトランジスタに逆電圧が印加される事もなく、ス
イッチング時のトランジスタのコレクタ・エミッタ電圧
は必ず０となるのでスイッチング損失が少ないという効
果がある。
動作するから２回路諸元の変動や、負荷変動による共振
周期の変化があっても、一定の駆動周波数で動作でき、
しかもトランジスタに逆電圧が印加される事もなく、ス
イッチング時のトランジスタのコレクタ・エミッタ電圧
は必ず０となるのでスイッチング損失が少ないという効
果がある。
第１図は従来の１−ランジスタ・インバータ装置の回路
構成図、第２図は従来のトランジスタ・インバータ装置
における各部の電圧、電流波形図。 第３図は従来のトランジスタ・インバータ装置を外部よ
り駆動した時の各部の電圧、電流波形図。 第４図はこの発明のトランジスタ・インバータ装置の回
路構成図、第５図はこの発明のトランジスタ・インバー
タ装置における各部の電圧、電流波形図、第６図は共振
回路の等価回路を示す回路図。 第７図はインダクタンス電流の循環経路を示す回路図で
ある。 図中（１）は直流電源、（２）はインダクタンス、（３
）はキャパシタ、（４）はトランス、（５）はコレクタ
巻線。 （６）はベース巻線、 ＋７＋、 （８１はトランジス
タ、（９）は抵抗、 （１０１は２次巻線、 ＋ＩＩＩ
Ｖｉ負荷、 Ｕ２１は駆動装置。 （］３−ａ）、 （＋３−ｂ）１１：駆動信号、 Ｑ４
１． （１５１Ｆ、ｔダイオードである。 なお２図中同一あるいは相当部分には同一符号を付して
示しである。
構成図、第２図は従来のトランジスタ・インバータ装置
における各部の電圧、電流波形図。 第３図は従来のトランジスタ・インバータ装置を外部よ
り駆動した時の各部の電圧、電流波形図。 第４図はこの発明のトランジスタ・インバータ装置の回
路構成図、第５図はこの発明のトランジスタ・インバー
タ装置における各部の電圧、電流波形図、第６図は共振
回路の等価回路を示す回路図。 第７図はインダクタンス電流の循環経路を示す回路図で
ある。 図中（１）は直流電源、（２）はインダクタンス、（３
）はキャパシタ、（４）はトランス、（５）はコレクタ
巻線。 （６）はベース巻線、 ＋７＋、 （８１はトランジス
タ、（９）は抵抗、 （１０１は２次巻線、 ＋ＩＩＩ
Ｖｉ負荷、 Ｕ２１は駆動装置。 （］３−ａ）、 （＋３−ｂ）１１：駆動信号、 Ｑ４
１． （１５１Ｆ、ｔダイオードである。 なお２図中同一あるいは相当部分には同一符号を付して
示しである。
Claims (1)
- 直流電源と、直流・交流変換を行うプッシュプル形トラ
ンジスタ・インバータとの間に直列に挿入したインダク
タンス素子と、上記インバータのトランジスタを外部よ
り駆動する手段と、上記インバータのトランスの一巻線
に接続したキャパシタから構成されたトランジスタ・イ
ンバータ装置において、上記インバータの２つのトラン
ジスタと並列に、トランジスタの電流路と逆極性にダイ
オードを並列に接続した事を特徴とするトランジスタ・
インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59121537A JPS611275A (ja) | 1984-06-13 | 1984-06-13 | トランジスタ・インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59121537A JPS611275A (ja) | 1984-06-13 | 1984-06-13 | トランジスタ・インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS611275A true JPS611275A (ja) | 1986-01-07 |
| JPH039711B2 JPH039711B2 (ja) | 1991-02-12 |
Family
ID=14813696
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59121537A Granted JPS611275A (ja) | 1984-06-13 | 1984-06-13 | トランジスタ・インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS611275A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4882666A (en) * | 1989-03-23 | 1989-11-21 | North American Philips Corporation | High frequency high voltage power supply with controlled output power |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57132774A (en) * | 1981-02-07 | 1982-08-17 | Toshibumi Saruga | Large power generator using static induction transistor |
-
1984
- 1984-06-13 JP JP59121537A patent/JPS611275A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57132774A (en) * | 1981-02-07 | 1982-08-17 | Toshibumi Saruga | Large power generator using static induction transistor |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4882666A (en) * | 1989-03-23 | 1989-11-21 | North American Philips Corporation | High frequency high voltage power supply with controlled output power |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH039711B2 (ja) | 1991-02-12 |
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