JPS6115558B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は放電灯点灯装置に関し、特にたとえ
ば毎サイクルスタート点灯方式において限流チヨ
ークを極めて小型化できしかも管電流の変動率を
改善できるような改良された放電灯点灯装置に関
する。

本出願人は、先に、効率の改善とともに、限流
チヨークの小型、軽量化を可能ならしめ、省資源
および省エネルギに関して極めて有力な、毎サイ
クルスタート点灯方式を提案した。

第１図はこの発明の背景となる毎サイクルスタ
ート点灯方式を用いた電灯点灯装置を示す電気回
路図である。構成において、１は交流電源であつ
て、限流装置の一例としての限流チヨーク２と放
電ランプ３の直列回路が接続されている。放電ラ
ンプ３のフイラメント３１，３２の非電源側に間
欠高周波高電圧発生回路（以下高圧回路）４が接
続されている。

前記高圧回路４は発振コンデンサ５１にサイリ
スタ５２および昇圧インダクタ５３の直列回路を
並列接続して構成された高周波高電圧発生回路
（以下昇圧回路）５に間欠発振用コンデンサ６を
直列接続した回路である。

なお、前記高圧回路４は間欠的に高周波発振動
作する限りにおいては、トライアツク等のゲート
付サイリスタを用いるもの、更にはインバータを
用いた高圧発生回路に置換することもできる。

第２図は第１図の回路の等価回路を用いて計算
の結果観測された点灯中の各部波形において、第
２図Ｄを除き高周波成分を無視した波形を示す。
以下には、この波形図を参照して上述のごとくの
構成の動作について説明する。

電源１を投入すると、限流チヨーク２を介して
放電ランプ３に第２図Ａに示すような電源電圧ｅ
が印加されると共に、高圧回路４には電源電圧ｅ
が印加される。高圧回路４においては、電源電圧
ｅが間欠発振用コンデンサ６を介してサイリスタ
５２に印加され、このサイリスタ５２をブレーク
オーバさせるために昇圧回路５が発振動作を開始
する。この発振動作は間欠発振用コンデンサ６が
なければ継続するものであるが、昇圧回路５の発
振動作に伴つて間欠発振用コンデンサ６が次第に
充電されていき、かつこの間欠発振用コンデンサ
６の端子電圧が電源電圧を相殺することによつ
て、電源電圧ｅの立上り部分において各半サイク
ル毎に間欠的に発振するものとなる。従つて、こ
の昇圧回路５からは、交流電源電圧ｅの各半サイ
クルの所定位相毎に間欠発振出力が発生する。

この発振出力は、電源電圧ｅに重畳されて放電
ランプ３に印加される。同時に、電源１―限流チ
ヨーク２―フイラメント３１―高圧回路４―フイ
ラメント３２―電源１の経路で高圧回路４の入力
電流ｉ_Rが流れる。

かくしてフイラメント３１，３２が予熱される
と、高圧回路４からの発振出力ｖ_Rにトリガされ
て放電ランプ３が始動される。放電ランプ３が点
灯されると、第２図Ｃに示すような放電ランプ３
の管電流_Tが限流チヨーク２を流れることによつ
て、そのインピーダンスが変化して、入力電流ｉ
_Rの出現期間は予熱時よりも短くなる。入力電流
ｉ_Rの休止期間はもちろん高圧回路４が発振動作
を停止しており、従つて各半サイクルにおける放
電ランプ３の点灯中は、入力電流ｉ_Rに基づく予
熱電流が減少する。また入力電流ｉ_Rの休止期間
はフイラメント３１，３２の予熱が停止する。以
下放電ランプ３が電源１の各半サイクル毎の高圧
回路４の発振出力ｖ_Rによつて再点弧されながら
電源電圧ｅによつて点灯維持される。

ここで、管電圧ｖ_Tは、第２図Ｂに示すよう
に、間欠発振期間による休止期間をもつた矩形波
となり、その実効値Ｖ_Tは在来点灯方式よりも
やゝ低目の値を示す。また、第２図Ｅに示すよう
な高圧回路４の間欠的な入力電流ｉ_Rが限流チヨ
ーク２を流れることにより、第２図Ｂに示すよう
に管電圧ｖ_Tの波形が入力電流ｉ_Rの影響で若干高
められる。入力電流ｉ_Rの出現位相は電源電圧の
変動にかかわらず一定であり、従つて、管電流ｉ
_Tの立上り位相は電源電圧ｅの変動にかかわらず
一定位相に保たれる。また前記入力電流ｉ_Rは、
もし電源電圧の増大によつて管電流ｉ_Tが増大す
れば、管電流ｉ_T波形の後端が次の半サイクルの
入力電流ｉ_Rの出現期間にくい込むことによつて
減少する特性があり、すなわち負の変動係数を有
する。これらは毎サイクルスタート点灯方式にお
ける管電流ｉ_Tの変動率が案定インピーダンスの
減少にかかわらず良好に保たれる理由である。

前記管電圧Ｖ_T、管電流ｉ_T、高圧回路４への入
力電流ｉ_R、発振出力電圧ｖ_R並びに電源電圧ｅの
波形から限流チヨーク２の瞬時無効電力（ｖ_CH・
ｉ）および著積エネルギＳを算出すると同図Ｆお
よびＧに示す波形となる。すなわち、同図Ｆにお
いてS₁は発振期間（ｔ１〜ｔ２）に入力電流ｉ_R
により著積されるエネルギであり、S₂は電源電圧
ｅが管電圧ｖ_Tより高い期間（ｔ２〜ｔ３）に管
電流ｉ_Tによつて著積されるエネルギであり、S₃
は管電圧ｖ_Tが電源電圧より高い期間（ｔ３〜ｔ
４）に管電流ｉ_Tによつて放出されるエネルギで
あり、S₁＋S₂＝S₃なる関係が成立する。

この第２図に示す波形に基づいて限流チヨーク
２の著積エネルギおよび必要なインダクタンスを
計算すれば、それぞれ、従来のグロー点灯方式に
比べて４／１および１／５程度となり、それだけ小型化
する ことができる。

なお、昇圧トランス構成のラピツドスタート方
式の安定器と比較すれば、これらの小型化比率は
さらに顕著となる。

更に、このような点灯方式によれば電源電圧ｅ
と管電流ｉ_Tの位相差が従来点灯方式よりも小さ
いので、力率改善コンデンサは不要となり或いは
極端に小容量とすることが可能である。

このように、本件発明の背景となる毎サイクル
点灯方式では、従来点灯方式に比べて省資源、省
エネルギについて多大な利点を有し、さらに管電
流の変動率が優れ、従来点灯方式に比べて安定器
が小型化できる利点がある。しかしながら、限流
チヨークを臨界的な点までより一層小型化する
と、変動率が悪くなる傾向にある。

それゆえに、この発明の主たる目的は、限流チ
ヨークをきわめて小型化できしかも管電流の変動
要因の変動によつて変動率が悪化するのを防止で
きるような放電灯点灯装置を提供することにあ
る。

この発明の上述の目的およびその他の目的と特
徴は図面を参照して行なう以下の詳細な説明から
一層明らかとなろう。

この発明を要約すれば、毎サイクルスタート点
灯方式における間欠高周波高電圧発生回路に含ま
れる間欠発振用コンデンサに対して並列に、放電
回路を接続し、管電流の変動要因（たとえば電源
電圧や入力電流やチヨーク電圧など）あるいは管
電流それ自体の変動に基づいて、放電回路の放電
動作タイミングを制御することにより、間欠発振
用コンデンサの充電電荷を放電させて、毎イル間
欠発振開始タイミングの位相を可変することによ
り、実質的に管電流の変動率を改善するものであ
る。

第３図はこの発明の原理を表わす電気回路図を
示す。構成において、交流電源１には、限流装置
の一例としての限流チヨーク２および放電ランプ
３の直列回路が接続される。この放電ランプ３に
並列に間欠高周波高電圧発生回路（以下高圧回
路）４が接続される。この高圧回路４は、放電ラ
ンプ３のフイラメント３１，３２の電源側端に接
続される発振コンデンサ５１と、放電ランプ３の
フイラメント３１，３２の非電源側に接続される
昇圧インダクタ５３および間欠発振用コンデンサ
６ならびにサイリスタ５２の直列回路から成る。
なお、間欠発振用コンデンサ６は、サイリスタ５
２と昇圧インダクタ５３とから成る直列回路内の
いずれかに介挿すればよい。

前記間欠発振用コンデンサ６に対して並列に、
この発明の特徴となる間欠発振用コンデンサ６の
放電回路７が接続される。この放電回路７は、た
とえばインピーダンス素子の一例として示す放電
抵抗７１と制御電極付スイツチング素子の一例と
して示すトライアツク７２の直列回路から成る。
このトライアツク７２のアノード電極とゲート電
極には、間欠発振用コンデンサ６の放電タイミン
グを管電流の変動要因に基づいて制御するための
制御手段８に含まれるゲート回路８１の出力が与
えられ、該ゲート回路８１は比較回路８２の出力
に応じてゲート信号を発生する。この比較回路８
２には、基準電圧Ｖ１と管電流の変動要因を検出
して与えられる検出電圧Ｖ２が入力される。この
ため、基準電圧Ｖ１と管電流変動要因の検出出力
電圧Ｖ２とに基づいて、比較回路８２は検出電圧
Ｖ２が基準電圧Ｖ１以上になつたことに応じてゲ
ート回路８１にゲート信号発生指令信号を与え
る。このため、ゲート回路８１がトライアツク７
２にゲート信号を与えてトライアツク７２を導通
させ、間欠発振用コンデンサ６の充電電荷を放電
抵抗７１およびトライアツク７２を介して放電さ
せることにより、実質的に間欠発振用コンデンサ
６の端子電圧を下げて、高圧回路４の発振開始位
相を遅らせるように働く。これによつて管電流の
変動要因が変動したにもかかわらず、管電流を所
定値となるように制御する。

なお、管電流の変動要因としては、交流電源１
からの入力電流をｉ、管電流をｉ_T、高圧回路４
への入力電流をｉ_Sとすれば、ｉ＝ｉ_T＋ｉ_Sの関
係が成り立つため、電源１の電圧変動に起因する
入力電流の変動や、限流チヨーク２の電圧変動が
ある。このため、比較回路８２の管電流変動要因
の変動に基づく検出電圧Ｖ２として、電源電圧変
動や、入力電圧変動や、管電流変動や、チヨーク
電圧変動などを検出した出力を用いればよい。そ
こで、以下に管流の変動要因別の具体的な回路構
成とその動作について説明する。

第４図はこの発明の一実施例の実用的な回路図
である。この実施例は、電源１の電圧変動に基づ
いて間欠発振用コンデンサ６の放電タイミングを
制御するものであつて、交流電源１の電圧変動を
検出するためのトランス８４と、トランス８４の
出力電圧を整流する整流回路８３を設けたもので
ある。

第５図は第４図各部の波形図を示し、特に第５
図Ａは電源電圧ｅを示し、第５図Ｂは間欠発振用
コンデンサ６の端子電圧（充電電圧）Ｖ_Cを示
し、第５図Ｃは管電圧Ｖ_Tを示す。なお、Ａ〜Ｃ
における実線は定常状態、破線は電源電圧変動状
態の場合を示す。次に、第５図を参照して、第４
図の回路の具体的な動作を説明する。

交流電源１が投入されると、限流チヨーク２を
介して発振コンデンサ５１が充電される。この発
振コンデンサ５１の充電電圧がサイリスタ５２の
ブレークオーバ電圧を越えると、サイリスタ５２
が導通し、発振コンデンサ５１と昇圧インダクタ
５３とが協働して高周波発振動作し、該発振電流
でフイラメント３１，３２を予熱する。このと
き、電源電圧ｅと高周波発振電圧とを重畳した電
圧が放電ランプ３の両端に印加される。かくし
て、フイラメント３１，３２が十分予熱される
と、放電ランプ３は始動点灯する。このとき、間
欠発振用コンデンサ６が高周波発振経路内に介挿
されているため高圧回路４への入力電流ｉ_Sで充
電されて電源電圧ｅを相殺することにより、サイ
リスタ５２をターンオフさせて電源電圧ｅの各半
サイクルの所定位相ごとに間欠的に発振動作させ
る。

今、電源電圧ｅが電圧変動しなければ（第５図
Ａに示す実線を定常状態とする）トランス８４の
２次巻線には一定電圧が生じるため、整流回路８
３はトランス８４の２次誘起電圧を整流した検出
電圧Ｖ２と該整流電圧をたとえばツエナーダイオ
ードを用いて定電圧化して作り出された基準電圧
Ｖ１とを導出し、この基準電圧Ｖ１と検出電圧Ｖ
２とを比較回路８２に与える。比較回路８２は基
準電圧Ｖ１と検出電圧Ｖ２とが所定の関係であれ
ば、電源電圧変動のないことを判別して、ゲート
回路８１にゲート信号を発生させない。このた
め、電源電圧が正常であれば、ゲート回路８１は
ゲート信号を発生せず、トライアツク７２を非導
通状態に保持する。従つて、間欠発振用コンデン
サ６の端子電圧Ｖ_Cは第５図Ｂの実線で示すよう
に交流電源ｅ（第５図Ａに示す実線）の所定位相
ｔ１ごとに、所定の充電電圧に達し、電源電圧を
相殺する方向に働き、サイリスタ５２をターンオ
フさせて発振動作を停止させる。そして、電源１
の極性が変わると、逆極性に充電され、それによ
つて電源電圧ｅの所定位相ごとに間欠的に発振動
作させる。

一方、電源電圧ｅが第５図Ａの破線で示すよう
に変動（たとえば上昇）すると、トランス８４の
２次出力電圧が上昇するため、整流回路８３は検
出電圧Ｖ２を電源電圧の上昇に比例して増大した
出力として導出するが、基準電圧Ｖ１は電圧変動
にかかわらず一定である。このため、比較回路８
２は基準電圧Ｖ１と検出電圧Ｖ２との関係が所定
の比以下であることを判別して、ゲート回路８１
にゲート信号発生指令信号を与える。応じて、ゲ
ート回路８１はゲート信号を発生してトライアツ
ク７２を導通させる。このため、間欠発振用コン
デンサ６の充電電圧Ｖ_Cが放電抵抗７１およびト
ライアツク７２を介して放電し、第５図Ｂの破線
で示すように、間欠発振用コンデンサ６の端子電
圧を実質的に下げる。このため、高圧回路４の発
振開始タイミングを遅らせることにより、管電流
の初期値かつ従つてそれに応じる管電流の実効値
を低下させて、実質的に電源電圧が上昇しても管
電流を定常状態に保持するように働き、電源電圧
の変動率を改善できる。

なお、前述の説明では、電源電圧ｅが上昇した
状態にのみ間欠発振用コンデンサ６の充電電荷を
放電させるように制御する場合について説明した
が、電源電圧ｅの変動状態によつて、放電開始位
相を制御するようにしてもよい。すなわち、電源
電圧ｅの定常状態において、第５図Ｂの一点鎖線
で示すように、位相ｔ１と次の半サイクルの極性
反転する位相とのほぼ中間点から間欠発振用コン
デンサ６の充電電荷を放電開始するように設定し
ておき、電源電圧が上昇すればゲート信号の発生
を早めて放電開始位相を早めるように制御し、電
源電圧が降下すればゲート信号の発生を遅らせて
放電開始位相を遅くするように制御すればよい。

第６図はこの発明の具体的な他の実施例の回路
図である。この実施例では、管電流ｉ_Tが変動す
ると限流チヨーク２の端子電圧が変化することに
鑑みてなされたもので、限流チヨーク２に２次巻
線８５を巻回し、該２次巻線８５の出力電圧を整
流回路８３で整流して検出電圧Ｖ２として比較回
路８２に与えるように構成したものである。その
他の構成は第４図と同様であり、第４図の動作説
明から容易に理解できるため、その動作説明を省
略する。

第７図はこの発明の具体的な他の実施例の電気
回路図である。この実施例は、管電流ｉ_Tを検出
するために、フイラメンント３２の電源側端と交
流電源１の一方端との間にトランス８６の１次巻
線を介挿し、該トランス８６の２次巻線に誘起さ
れる電圧によつて管電流ｉ_Tを検出し、整流回路
８３で管電流変化に相関する直流電圧Ｖ２を検出
電圧として比較回路８２に与えるように構成した
ものである。その他の構成は前述の第４図の場合
とほぼ同様であるため、その動作説明を省略す
る。

上述の第４図、第６図、第７図の各実施例によ
れば、管電流ｉ_Tの変動要因に基づいて間欠発振
用コンデンサ６の充電電荷を適宜のタイミングで
放電されることにより、高周波高電圧発振動作の
位相を変動要因に相関して可変することができ、
変動率を改善できる利点がある。また、入力電流
の変動率を改善することができるので、限流チヨ
ークとして入力電流の変動を考慮する必要がなく
なり、限流チヨークをより一層小型化できかつ従
つて限流チヨークの温度上昇を防止できる利点が
ある。また、この発明の背景となる第１図に示す
ような毎サイクルスタート点灯方式であれば、電
源電圧が上昇すると、サイリスタのターンオフ位
相が変動して転流失敗が生じ易くなり、放電ラン
プのちらつき点灯を誘発する場合があるが、上述
の各実施例では電源電圧変動に起因する変動率を
改善できるため、たとえ電源電圧が変動しても放
電ランプのちらつき点灯を防止できるという利点
がある。

以上のように、この発明によれば、管電流の変
動要因に起因する変動率を改善できしかも限流チ
ヨークを超小型化できるような放電灯点灯装置が
得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の背景となる毎サイクルスタ
ート点灯方式の放電灯点灯装置を示す回路図であ
る。第２図は第１図各部の波形図である。第３図
はこの発明の原理を表わす放電灯点灯装置の回路
図である。第４図はこの発明の一実施例の具体的
な回路図である。第５図は第４図の各部の波形図
である。第６図および第７図はこの発明の実用的
な他の例を示す回路図である。 図において、１は交流電源、２は限流チヨー
ク、３は放電ランプ、４は間欠高周波電圧発生回
路（高圧回路）、５は昇圧回路、５１は発振コン
デンサ、５２はサイリスタ、５３は昇圧インダク
タ、６は間欠発振用コンデサ、７は放電回路、７
１は放電邸抗、７２は制御電極付スイツチンク素
子（トライアツク）、８は制御手段、８１はゲー
ト回路、８２は比較回路、８３は整流回路、８４
および８６はトランス、８５は限流チヨーク２の
２次巻線を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源、 限流チヨークを含む限流装置、 前記限流チヨークを介して前記交流電源に接続
   される放電ランプ、および 前記放電ランプに並列接続されかつ前記交流電
   源電圧の各半サイクル毎に間欠的に高周波高電圧
   を発生して放電ランプを再点弧する高周波高電圧
   発生手段を備えた放電灯点灯装置において、 前記高周波高電圧発生手段は、発振コンデンサ
   と、該発振コンデンサに並列接続されるサイリス
   タおよび昇圧インダクタの直列回路と、少なくと
   も該サイリスタおよび昇圧インダクタの直列回路
   に対して直列接続される間欠発振用コンデンサと
   から成り、 前記間欠発振用コンデンサに対して並列接続さ
   れかつ該間欠発振用コンデンサの充電電荷を放電
   する、インピーダンス素子と制御電極付スイツチ
   ング素子との直列回路から成る放電回路と、 前記放電ランプの管電流の変動要因の変動に基
   づいて、前記放電回路の放電動作イミングを制御
   する制御手段とをさらに備えた放電灯点灯装置。