JPS6116399A - 状態検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明は圧力等の外部状態を検出する状態検出装置に関
する。

〔従来技術〕

圧力、変位等の現象の値を示すための多くの表示装置は
、交流（ＡＣ）又は直ｍ　（Ｄ　Ｃ）駆＃Ｉ電圧を供給
（−又、汎用出力増幅器な會んでいろ。このような装置
は、抵抗器で特性を持つ素子メを検出用センサと［〜で
使用する即ち抵抗性感知インピーダンス（ｒｅｓｉｓｔ
ｉｖｅ　ｓｅｎｓｉｎｇ　ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　）を持
つ変換装置な使用することにより簡単に構成できる。

変換装置の一端に抵抗性感知イアビーダンスを含む抵抗
ブリッジだけか必要とされる。ＡＣであれＤＣであれ、
該装装置によって供給されろ駆動電圧はブリッジの一方
の対角線の両端に印加され、汎用増幅器の入力は、他の
対角線の両端に結合される。抵抗性感知イノビーダンス
の抵抗値は、圧力又は注目しくいる他の事象によって変
化するのでブリッジは不変衡となり、これによって汎用
増（喝器の人力に接続された対角線の両端の電圧熾幅が
変化する。

しかし、多くの叩出で、インピーダンスの無効性感知イ
ンピーダンス（ｒｅａｃｔｉｖｅ　ｓｅｎｓｉｎｇ　ｉ
ｍｐｅｄａｎｃｅ）を持つ変換装置ン１史用することが
望士しい場合も多い。無効性感知インピーダンスはＡ　
Ｃを圧ヲ必要とし、理想的に動作させるためには、電圧
周波数は狭い片波数帯にあることを安する。従来から、
ＡＣＣ比圧供給するための特別な能動手段であって、無
効性感知インピーダンスの値の変化に比例するアナログ
信号を得るための該能動手段を持つ変換装置か提案され
ている。しかし、残念なことに、上記のタイプの装置は
、ＡＣ駆動電圧を供給するものや、ＤＣ駆動電圧を供給
するものかあるので、これらの回路を全ての上記装置に
直接接続することは出来ない。更に、アナログ信号を汎
用ひずみ計増幅器に直接接続出来ない。これらの理由か
ら、無効性感知インピーダンスを使用（−だ従来の変換
装置は、抵抗感知イノビーダンスを持つ変換回路を使用
した装置と互換性がなかった。

上述の回路では、無効性感知インピーダンスＯ値の変化
を示す数値信号は、アナログ出力信号をＡ／Ｄ　（アナ
ログ／デジタル）変換器（ＡＤＣ）に印加することによ
り得ることができる。

場合によっては、ある現象の値の変化を示す数値化した
信号を供給することが望ましい。これは、アナログ信号
を得て、それをＡＤＣに印加することにより成し得るが
、回路構成が複雑且つ高価となる欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明は、無効性感知インピーダンスを使用（−１簡単
な構成で実現ＯＴ能な状態検出装置を提供することを目
的とする。

〔発明の概要〕

本発明に係る検出装置が、抵抗性感知インピーダンスな
持つ変羨回路と共に動作するように設計された装置、又
は、Ａ／ｌ）変換器を用いないで数値化出力信号を提供
するように設計された装置、又は、直接、アナログ出力
信号を提供するように設計された装置と互換性があると
しても、該変換回路は、発賑用ループを形成し、それに
よって、無効性感知インピーダンスに要求されるＡＣ電
圧を供給のため、該回路の入力部に結合された出力部を
有する増幅手段と、前記ループに結合された無効性感知
インピータンスであって、その値の変化か該ループの利
得を変化させる前記インピーダンスと、該ループ内の全
損振幅に関連する値を持つ制御信号を供給するため、前
記ループに結合された自動利得制御回路と、前記ループ
の利得を１の値に１呆持するために、該制御信号な受け
るため結合された前記ループのための利得制御手段と、
該利得制御信号に応動する手段であって、圧力又は他の
現象の変化によって得られる前記無効性感知インピーダ
ンスの値の変化を示す信号を得るための前記手段とを含
む。

変換回路が、抵抗性感知インピーダンス（ひずみ計増幅
器）と共に使用するために設計された装置に互換性を持
つ心安があれば、該回路は、該装置から供給される駆動
電圧がＡＣであれＤＣであれ、これから、自身の能動素
子用に適当な動作電位を抽出するための整流器を含み、
前記出力信号供給手段は、自動利得制御回路によって供
給される制御信号によって決定される値を持つブリッジ
を不平衡にするためのり変抵抗手段を含む抵抗ブリッジ
を有する。駆動信号は、ブリッジの一対角線の両端に印
加される。圧力又は他の現象の値の変化に起因する無効
性感知インピーダンスの値にある変化か発生すると、ル
ープ利得が変化、これによって、発振信号の眼幅が変化
する。爽に、この変化で自動利得制御回路は、ループ利
得を、発振信号の数サイクル後に１に戻すために、利得
制御手段に印加される制御信号の値を変化させる。

該制御信号は、ブリッジ内の可変抵抗手段の値な変える
ため、及び、他の対角線の両端の電圧値な変えるために
印加される。この電圧は、−ひすみ計増幅器に直接接続
可能である。

ブリッジの供給する出力信号が、例えば、マイ２こ タロコンヒータで線型化補正されろような場合等、線型
特性か重装でない場合、自動利得制御回路によって供給
される制御信号の変化と、制御信号を利得制御手段に印
加することで得られるループ利得の変化との関係は、制
イ卸信号の変化と、制御信号を、プリクジの可変抵抗手
段に印加して得られるブリッジの不変衡の変化との関係
とは異なるが、線型特性か重要である」場合には、これ
らの関係は近似していなければならない。

該関係を近似となるようにし、これによって、線型出力
信号を生成するためには、電圧分割量を変えるために、
制御１ｇ号によってその値を変える可変抵抗要素を持つ
抵抗分圧器形のループのための利得制御手段と、望まし
くは、ブリッジの平衡状態を変えるために、制御信号に
よってその値を変えるブリッジ内の同じ可変抵抗手段を
備えることが必要である。分析によれば、可変抵抗要素
が接続され、該要素か回路から除ｂ・れている場合の分
圧器抵抗と、０Ｔ変低抵抗段が接続され、該可変抵抗要
素が回路から除かれている場合のブリッジ抵抗との比が
、注目する制御信号に対して、分圧器の可変抵抗要素の
抵抗と、ブリッジの可変抵抗手段の抵抗との比に等しけ
れば、ブリッジの出力信号は線形である。

分圧器の可変抵抗要素は、ループに接続された分圧器の
中間点の一ヒ方、又は下方に設置できる。

更に、注目する現象の変化と、無効性感知インピーダン
スの値の対応する変化の非線形関係を補償するために要
求されるような非線型特性の所望の程度は、例えば、各
々の点の対から見た抵抗値を溪ったものにすることによ
り、上記の比率の１個を変えろことで設定できる。

ループの利得制御手段内の可変抵抗要素と、ブリッジの
可変抵抗手段が、これらの抵抗が、自動利得制御回路か
らの制御信号によって決定されろ輝度の光で制御される
場合のように、それらの両端の電圧と、該抵抗を変化さ
せる手段との関係によって悪影響を受けなければ、可変
抵抗要素は、抵抗分圧器の要素の１個でよく、可変抵抗
手段は、ブリッジの一端に挿入できる。しかし、悪影響
の恐れかある場合には、こ−れらは、特別な方法で、各
々の回路内に接続されねばなら７．ｃい。

本発明の実施例では、デュアルＦＣＴが分圧器の可変抵
抗要素として各々使用され、これは、ループに対しては
利得制御手段であり、ブリッジに対しては可変抵抗手段
である。可変抵抗としてＦＥ′ｒが適当な動作をするた
めには、ゲート電極に印加された制御電圧と、チャネル
中央の電圧との関係か、ソース電極とドレン電極との間
に印加された電圧によって、全（影響されないことが必
要である。ループに対して利得制御手段として使用され
る分圧器の可変抵抗要素としてのＥ”ＥＴにとって、−
上記安件は、ゲート電ｆ＃、？、Ｆ’ＥＴと共にシャッ
トされた高インピーダンス分圧器の中央点に接続するこ
とで得られる。ブリッジに対して可変抵抗手段として使
用される［；”　Ｅ　Ｔ　Ｋ該結果を得るには、基準電
位に関して対称的で、反対側にあるブリッジの２点の間
に、Ｅ’ＥＴを接続せねばならない。これによって、単
純なブリッジよりも分析は困難になるが、線形性は、既
述した比率によって同様に影響される。

ブリッジの出力信号変化と無効性感知インピーダンスＩ
ｌ＆変化との間の直線性、又は望ましい非直線性を得る
ために必要な上記の比率は、種々の抵抗値のほぼ無限に
近い組合せによって得られる。

しかし、駆動電圧を供給し、増幅器と使用ＯＴ能な感度
と、ループ内の増幅器に低負荷を含む装置と最適に動作
するブリッジの出力インピーダンスを得ること、及び、
それらが、満足すべき可変抵抗要素と手段とによって実
現できねばならないといったいくつかの設計上の目的も
ある。抵抗の値を仮定して対話処理を使用することで、
これらの目的を適当に妥協させることか可能である。

内部に可変抵抗要素を持つループ用の利得制御手段を使
用することによって又、ブリッジの可変抵抗手段用の同
一手段を使用することによって、ブリッジから線型出力
信号を供給することは容易であるが、この場合、該手段
は全く同じである必要はない。制御利得増幅器をループ
利得制御手段内の可変抵抗要素に代替させ、ブリッジの
代りに可変抵抗手段を使用１−ることもでき、ここでは
、自動利得制御回路からの制御信号に関するそれぞれの
応答が同様である限りにおいて、線形出力信号が得られ
る。

自動利得制御回路によって供給さする制御信号を、無効
性感知インピーダンスの値の変化に従って、線型変化さ
せるためには、制御信号と、該制＃信号か制御するルー
プ利得制御手段内の可変要素との関係は、単位利得を得
るために必要な制御要素の値の変化と感知インピーダン
スの値の変化との間に存在する全ての非直線性を補償せ
ねばならない。制御電圧と、可変制御要素の１［σとの
間の該非直線性は、カウンタとデコーダにより駆動され
る分圧器内の適当な非線形数値制御抵抗を用いて得られ
る。カウンタの数値出力は、感知インピーダンスの値の
変化に線形的に関係する。

単一の増幅装置を持つ発（辰器を使用できるか、利得Ｇ
１が１より大きい増幅装置と、利得が−Ｉである反転増
幅器と、利得ＧＡが、（Ｇ＋）ｘ（−ＮＸ（Ｇ＾）＝１
を満足する減衰器を使用することが有利なことが判明し
た。

無効性感知インピーダンスの値を変化させるための現象
変化に応じて、数値化出力信号を、経済的に提供するこ
とに使用できることである。制御信号に応動して、全県
ループ利得を制御するために使用される、減衰器内の可
変抵抗は、ディジタル型で、制御信号に関して非線形的
関係である。

該関係は、後述の、感知インピーダンス値の変化と、単
位利得を復元するために生ずる心安のある数値抵抗値の
変化との非線形的関係を反転°したものである。単位利
得の条件下では、数値抵抗は、使用する０Ｔｖ抵抗の種
類に無関係に同一である。

しＯ・し、制御信号、従って、その数値形式、即ち、デ
ィジタル抵抗を制御するためＶＣ使用される値は、感知
インピーダンス値の変化と、注目する現象の変化とに従
って線形的に変化する。明らかなように、数値化出力信
号を得るための手段は、単に付加的装置ではなく、該回
路に組込まれた部分である。

上記の数値抵抗の非直線性を侍たない可変抵抗に、制御
信号か印加されると、該制御信号は、感知イノビーダン
スの値の変化に従わず、線形出力１ｇ号として直接欧州
できない。この場合、既述したように、・制御信号は、
全県ループ利得を制御するための可変抵抗に同じ、又は
比例するブリッジ回路の可変抵抗を制御するために供給
され、ブリッジ内αつ可変抵抗値と、ブリッジから供給
される出力信号とり〕間の非線形性は、ループ利得が１
という条件下で、可変インピーダンスの値と、感知イン
ピーダンスの値との間の非線形性な補償するようなもの
である。

利得制御ループの使用で、出力信号の多くの異なるタイ
プを導き出すことができる。

〔実施例〕

第１図は、本発明の原理２示すブロック図である。

第１図においで、発ＩＱループは、増幅器２と、全糸周
波数を決定するため該ループに結合され、そのインピー
タンスかＺＦのインピーダンス素子ＺＦと、利得制御要
素４と、インピーダンスがＺｓの感知インピーダンス素
子Ｚｓ　とを含んでいろ。

インピーダンス素子Ｚ８は変位あるいは圧力等の注目し
ている現象によってその値が変化させられたときに、ル
ープ利得を変化させる。自動利得制御（ＡＧＣ）回路６
は、ループ内に発生１−る発振信号を導入し、ループ利
得が感知インピーダンス素子Ｚｓの値変化によって１か
ら変化した後に再び１に戻すために、利得制御信号をル
ープ利得制御要素４に供給する。利得制御信号は、現象
値の変化に基ずく感知インピーダンス素子Ｚｓの値の変
化に対応する出力信号を生成するための出力回路８にも
印加される。これらの構成要素のループ内での接続１１
１序は、変え得る。

以下、第１図の装置の動作を説明する。電源投入時、感
知インピーダンス素子Ｚｓは零入力値であり、増幅器２
から出力信号を受けないＡＧＣ回路６は、ループ利得制
御９素４を最犬利（！に調整する。この榮１’４’　”
Ｆ−Ｃ、ルーブネ１１得は１ヶ越え、インピーダンス素
子Ｚｒで決定される周波数で’ｚ４１１ｍか始まる。発
撮がＡＧＣ回路６の閾値を越える＋ｂ幅に達すると、ル
ープ利得を１に１−るよ５にループ利得制御要素４か制
御され、−１１３陪伯号が一定賑幅になる。この後、注
目する現象の変化による零入力値からの感知インピーダ
ンス素子Ｚｓの変化は、ループ利得を一時的に増加、又
は減少させ、これによって、全糸［府幅か増大、又は減
少させられる。全系信号の数サイクルの間に、ＡＧＣ回
路は、ループ全県１ａ号の眼幅を元の眼幅近くに戻すよ
うに利得制御要素４　％−軸動作せる。出力回路８の特
性か適当に選択されれば、出力信号は、現象の値の変化
に関して線型である。

しｂ）シ、既述の理由２フ）ら、もし利得制御要素４が
適当な非線形性を有していれば、ＡＧｃ制御信号が線形
出力信号になり又、出力回路８か省けるので、利得制御
要素４は出力信号抽出手段となり得る。

ここで第２図を参照して、本発明の回路が、無効性感知
インピーダンスＺｓが検出した現象の変化に対して線型
の出力信号を生成するように抵抗ブリノジケ制御できる
ことを数学的に示す。ループの増幅器は、ここでは、電
源電圧、又は温度の　−変化時、利得、又は帯域の変化
か少ない高利得演算増幅器１０として示される。キャパ
シタＣＸと０丁は、利得を制御するだめの増幅器ＩＯの
帰還回路に使用される芥量件の無効性インピーダンスで
ある。キャパシタＣ’Ｘ、ＣＹは、圧力等の注目する現
象に比例、又は反比例して、その容量値を変える。いず
れの場合にも、キャパシタンスＣｘ　トＣｒは、増幅器
ｌＯの閉ループ利得か、 １／　（Ｋｏ　　Ｋ＋Ｐ　）　　　　　　　　　　ｔｌ
）に比例するように回路に組込まれる。ここで、ＫＯと
に１は定数、Ｐは、印加された圧力又は他の注目する現
象を示す。

増幅器ＩＯは、ループが動作する周波数を決定するため
、減衰器１２と、インバータ１４と、インピーダンスが
ＺＦのインピータンス素子ｚＦ　とを持つループ内に含
まれる。インバータ’＋　４がｌ対ｌで同調される変圧
器であれば、その中にインピーダンス素子Ｚｒは含まれ
る。減衰器１２は、増幅器１０の出力部と接地電位間の
可変抵抗器ＺＡに直列に接続された抵抗値がＲ１の抵抗
器Ｒ＋を含み、インバータ１４０人力部は、抵抗器Ｒ＋
と可変抵抗器Ｚ＾の接合部に接続される。ＡＧＣ回路１
６は増幅器ｌＯの出力部に接続され、ＡＧＣ回路に制御
された発振信号の眼幅の正規値からの変位に対応する賑
幅を有する制御信号を、増幅器ＩＯの出力部に抽出する
。この回路内で、ＡＧＣ制御信号から出力信号を得るた
めの手段は、電位■１Ｎと接地電位間に直列接続された
抵抗器Ｒム及び可変抵抗器ＺＢと、抵抗器Ｒｎ及びＲｃ
を直列にした部分とを並列接続した抵抗ブリッジ１８に
よって構成される。可変抵抗器Ｚ８は、殆んどの場合、
Ｚ＾にマツチする要素であるが、図示するように、これ
らは、・システムの直線性を変化させるため、及び、感
知インピーダンスであるキャパシタＣｘ又はＣＹ　　と
注目する現象との非線形的関係を補正するために、異な
る値でもよい。

第２図り回路の一般的動作は、第１図に関して既述した
ものと同じであるが、以下に詳Ｌ　＜分析する。米国特
許第４，１８５．６４１号に記述されるように、キャパ
シタＣＹは固定され、温度変化に対してキャパ／りＣｘ
に従って動作すると仮定する。一般に Ｃｘ二（Ａ　Ｒ３）　／　ｄ　　　　　　　　　　　（
２）である。ここでＡはキャバ／り電極板の面積Ｘ、Ｒ
３は定数、　ｄはキャパシタの電極板間距離を示す。距
離ｄと、キャパシタに印加される圧力又は他の現象との
関係は、 ｄ＝に４ＫｓＰ　　　　　　　　　　　ｆ３）で定義さ
れ為。ここでに４とに５は定数である。式１式％） が得られる。従って、 １　　　Ｒ４Ｋ５Ｐ Ｚｘ”□＝□　　　　　　　（５） ｊｗＣｘＪＷＡＫ３ となる。

周知のように、演算増幅器１０の閉ループ利得Ｇｌは、 で極めて良く近似できる。容量ＣＹが固定であるので、 Ｇ−＝１　／　（Ｋ　−に＋　Ｐ　）　　　　　　　（
７）か得られる。感知要素が誘導性であるべきときには
、誘導性リアクタ／スに関しても同様７ｆ関係が専かれ
る。減衰器１２の入力電圧と出力電圧の比Ｖ１４／ＶＩ
ＯはＧＡ　　であり、 で示される。定撮幅の発振を維持するため、インバータ
利得を１に選択する場合　゛ （ｒ＋ＸＧ＾＝１又はＧに１／ＧＡ　　　　（９１でな
°ゆばならない。式（７）と（８）を代入すると、ｌ −え、玉：、ｐ−＝（Ｒ＋／　ＺＡ）　＋ｌ　　　　　
　　ＱＯＩを得る。弐００）を、電圧、又は他の現象の
関数としてＺＡに関して解くと、 ＺＡ：０υ １／Ｃ（ＫＫ＋Ｐ）二１〕 を得る。

ここで第２図のブリッジ回路を考える。抵抗器ＲＡと可
変抵抗器ＺＢの接合部の電圧ＶＡは、簡単な比例計算に
よって、 ＺＢ ’ｂ　＝　ＶＩＮ　（）　　　　　　　　　（１２Ｒ＾
＋ＺＢ となり、抵抗器ＲｎとＲｅの接合部の電圧ＶＢは、Ｖｎ
　＝　ＶＩＮ　（−胆一）　　　　　　　リＲＢ　＋　
Ｒｅ となり、出力電圧ＶＯは、 ＢＲｃ Ｖｏ　＝　ＶＡ　　Ｖａ　＝Ｖ＋Ｎ（）　　ＶＩＮ　（
Ｒ１１＋Ｒｃ）Ｒ＾＋Ｚｇ となり が得られる。式（１５１をＺＢに関して解くと、Ｒ＾ となる。構成要素を適当に選択し、式０υとｔｉｚ内の
各々の定義を等化するために、Ｚ＾二ＺＢと置けば、を
得る。゛ここでＲ１二Ｒ＾とし、Ｖｏ／　Ｖｒｓ　に関
して解くと、 を得る。式（６）と（７）を見ると Ｋ　＝　（ＣＹＫ４）　／　Ａ　Ｋ３　　　　　　　　
　（１’Ｊが得られ、 Ｋ−一」ニー　　　　　　　　　　（４）Ｒお＋Ｒｃ と出来るので Ｖ。

□ニーに＋Ｐ　　　　　　　　　　　　　　　（２１）
ＶＩＮ が得られる。従って、ＺＡ　　自身は、圧力又は他の現
象の線型関数ではなく又、ＺＢばＶ。／　ＶＩＮ　Ｋ線
型的１関係にないＯ・もしれないが、Ｖｏ　／ＶＩ　Ｎ
　は構成要素の値を適当に選択することによって圧力又
は他の現象に比例するようにできることか分かる。可変
抵抗器Ｚ＾とＺＢの特性か極めて似でいて、望ましくは
同一であって、ＡＧＣ回路Ｉ６か十分な利得を有すれば
、回路の性能はこれらの特性に制御される電圧に依存し
７Ｌいことも明らｈ）である。

他方、ｉ１変抵抗器Ｚ９の電圧制御特性が、式０υで示
さ才するＺＡと圧力又は他の現象１間の非直線性に対し
て相補的であれば、Ａ、　Ｇ　Ｃ回路１６によって供給
される制御信号は、キャパシタＣｘを変化させる圧力又
は他の現象と同様に変化し、従って直接便用できる。可
変抵抗器ＺＡが既述の非線型性を有する数値制御抵抗器
であれば、アナログＡＧＣ信号は、ティジタル形式に変
換され、圧力変化を示す。このよ５　フ’ｘ−出力信号
か、望ましい場合もあるか、ブリッジが出力１ｇ号タケ
供給るために使用されるときには、沖−要では７ｆい。

次に、第３図の概略図を参照して、可変抵抗器ＺＡとＺ
ＢかＦＥＴ″ｃある場合σつ、本発明の詳細な説明する
。

一般に、本回路（主、２１＋、！ｉｌの演算増幅器ＩＪ
＋とｉＪグ・とを持つ発厖器０と、そのｔｌ＋得荀変え
５ために増幅器ＵＩ　　に結−８−５′さ才また上見象
感知イ／ヒーダンスであるキャパシタＣｘと、発県器の
周波数な決定するため（Ｃ１増幅器ＬＪ２　　ｖこ結合
されｉ５−ギャノ・ンタＣｒ＋、Ｃｆｚ　、抵抗器Ｒ３
０、及０川（３３と、Ｆ　Ｅ　Ｔ　ＺＡ　ｂ’司変要素
として＠まれるに’＋径ｊ可能Ｙ「減衰４Ａとにより構
成され、上記帰巣はループ４・形成する。ＡＧＣ回路Ａ
ＧＣはキャパシタ２８を・介して増幅器ＬＪ＋のｔ（ル
カ部に結合され、発振！４）誤りの１１幅１１Ｃ７ｊ応
する振幅を持つ制＠１ｇ号准流を増幅器Ｕ１の出力に供
給する。制御信号は、抵抗器ＡＨ、キャパシタＣ６、及
びＥ’ＥＴＺＡ　のゲートに結合さ扛、利得か圧力又は
他の注目する現象の変化による容量Ｃｘ値の変化によっ
て、ｌから離れようとする場合、ループの利得を１に戻
すように、その抵抗値を制御する。ＡＧＣ回路ＡＧＣか
らの制御信号は、ドＥＴＺＲの抵抗値を制御するのにも
結合され、これはブリッジＢの平衡を制御し、出力端子
ＯＴ＋とＯＴ２の間に出力信号Ｖ。ＵＴを生成する。出
力信号ＶＯＵＴは感知容ｊｔ　ｌ　／　Ｃｘ　Ｏ値に対
応し、これが圧力又は他の注目する現象に反転して対応
する。該回路と共に使用される装置内の電＃、３１から
の電圧は、入力端子■１と１２に印加され、電源Ｐは増
幅器Ｕ１とＵ２用の動作電圧十Ｖと−Ｖを生成するため
に、これらの端子間に接続される。

以下、発）辰器回路Ｏについて詳述１−る。増幅器Ｕ１
の　ＤＣ動作点は、反転入力と出力との間に、抵抗器Ｒ
２とＲ３を直列に接続し、抵抗器Ｒ２とＲ３の接合部と
接地電位の＋Ｈ］に、キャパシタＣ３と抵抗器Ｒ４を接
続することで設定される。感知キャパシタＣｘは、基準
キャパシタＣＹと直列に接続され（米国特許第４．１８
５，６４１号参照）、それらの接合部は増幅器Ｕ＋　の
反転入力端子に接続され、キャパシタＣｖは増幅器Ｕ１
の該入力端子と出力部の間（接続される。増幅脂層の出
力部と増幅器Ｕ２の反転入力端子の間に、キャパシタａ
ｌｌ　と抵抗器３０か直列に接続され、キャパシタＣｆ
２と抵抗器３２の並列の組合せが増幅器Ｕ２の反転入力
端子と出力部に接続され、増幅器Ｕ２の非反転入力端子
は接地される。発振ルーズの端部ば、゛以下に説明する
減衰器Ａを介してキャパシタＣｙから離れたキャパシタ
Ｃｘ側である。

減衰器Ａは、抵抗器Ｒ６と直列に　接続された抵抗器Ｒ
５と、Ｆｇ’ｒＺ人及び抵抗器Ｒ７の並列結合とにより
構成される。キャパシタ３４と抵抗器３６は、ＦＥＴＺ
Ａと抵抗器Ｒ６の接合部とＦＥＴＺＡのゲートの間に直
列に接続され、抵抗器３８は、減衰器への制御入力部ｌ
とＦＥＴＺＡのゲートの間に接続される。抵抗器３６の
抵抗値は、ＦＥＴＺＡ両端の発振電圧の半分をそのゲー
トに印加して、発振電圧について、ゲートな、Ｆ’ＥＩ
：ＴＺＡのチャネルの中心に関して同一電位に保持する
ため、抵抗器３８と抵抗器Ａ　Ｈの抵抗値の合計と等し
くなるようにされる。キャパシタＣ６のインビニダンス
は、抵抗器３６と３８に比較しで、ループ内の全損周波
数において、低い値である。キャパシタ３４は、ＤＣの
分圧を避けるためのキャパシタである。

ＡＧＣ回路 いずれの自動利得制御回路も使用できるが、図示した回
路は、低′亀力消費で高利得という利点と、発振器０の
数ブイタルで振幅の増加又は減少訂正を実施する能力と
、温度補償し得る方法でＶＰｇ電圧な開基準電圧として
、又は外部電圧を基準′電圧として使用する能力を有す
る。抵抗器Ｒ８はキャパシタ２８と負の電位−Ｖとの間
に接続され、プーアルトランジスタＱ２ＡとＱ２Ｂのペ
ースに発撮波形を印加する発振器Ｏへの結合回路を形成
すへ抵抗器Ｒ９とＲＩＯは、各々、Ｑ２ＡとＱ２Ｂのエ
ミッタと−■との間に接続され、それらのコレクタＮａ
が、約０．６■であるＶＩＥより高いベース電圧に比例
するようにさせる。’　Ｑ２＾のコレクタは、直列抵抗
器Ｒ目とＲＩ２を介して＋■に接続され、それらの接合
部は、コレクタがＱ　２　Ｂのコレクタに接続され、エ
ミッタが抵抗器Ｒ２６によって＋■に接続されたトラン
ジスタＱ；のベースに接続される。トランジスｐ　Ｑ２
Ａ　、　Ｑ２Ｂ、及びＱ１ハ、十Ｖカラー■・＼それら
を通して電流が流れることができる。発１訣振幅誤りに
対応１−るＮｉ！Ｉ御電流は、キャパシタＣ６に送出さ
れる。キャパシタ０６の一方の側は接地され、他方の側
は、ハンチング防止抵抗５　Ａ　Ｈとリード線４２ケ介
しで、トランジスタＱ１とＱ２Ｂのコレクタに接続され
る。抵抗器Ｒ２７は、始動処理の目的で、−Ｖとキャパ
シタＣ６の接地されない側の間に接続される。トランジ
スタＱ１とＱ２Ｂのコレクタ上の制御信号は、発振ルー
プＯの利得な■に戻すようにする方法で、ｔ’ＥＴＺ＾
の抵抗を制御するために、減艮器への人力Ｉに印加され
る。

ＡＧＣ回路の動作を説明する。トランジスタＱ２＋１が
オンになると、抵抗器ＡＩ（を介して、キャバンータＣ
６から′電流を取出す。当初、トランジスタＱ２＾の電
流は、抵抗器Ｒ目とＲＩ２の電圧降下？生ずるだけであ
る。しかし、トランジスタＱ２＾のコレクタ電流か約３
０μＡに７．ｃると、トランジスタＱ、がオンし始める
。ここで、トランジスタＱＩが電流増幅率β値として２
００以上を有しでいると、トランジスタＱ＋のコレクタ
電流は、３０μＡより高いトランジスタＱ２Ａのコレク
タ電流の増分の約１８〜２０倍になる。従って、トラン
ジスタＱ１　のコレクタは、トランジスタＱ２Ｂのコレ
クタ電流を急速に超すことができる。

従って、トランジスタＱ２ＢとＱ＋　　の集積コレクタ
電流を等しくし、互いが打消し合うようさせるための最
大入力振幅が存在し、ここでは、抵抗値に対して約ＩＶ
として示しである。この値を超える最大振幅は、トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流を優位にし、キャハゾタＣ６
上の電圧を、各発振サイクルに対しで、逓増させる。よ
り低い最大振幅は、トラン７スタＱ２Ｂのコレクタ電流
を優位にし、キャパシタＣ６の電圧を、各後続発振サイ
クルで逓減させる。与えられた入力周波数において、上
記動作は、比例電荷ポンプにたとえられ得る。

即ち、ある振幅誤差に対して、充電増分が入力周波数の
各サイクルに対して、キャパシタＣ６へ、又はキャバ７
りＣ６かも転送される。より大ぎい誤差は、それに比例
して大きい電荷増分をキャバ／りＣ６へ、又はキャパシ
タＣ６から転送させる。

第３Ａ図から第３Ｅ図の波形＆’ｊ１、Ａ　Ｑ　Ｑ回路
の動作を更に明確に１−るための図である。第３Ａ図の
波形は、ＡＧＣ回路への入力の、発振器からの波形であ
る。これは、偶々、０■が中心で、最大振幅はｌ■を少
々超える。時刻Ｏで、このスケールではかろうじて見え
る程の効果であるが、発振器が振幅な増大させるよう（
（する変化が与えられる。第３図の正の最大値は、トラ
ンジスタＱ、の電流を示し、負の最大値はトランジスタ
Ｑ２１１の電流を表わす。第３Ｄ図は、同じ図示での、
トランジスタＱ２ＲとＱｌ　　のコレクタ電流を組合わ
せたものである。これらの２電流は、抵抗器ＡＨとキャ
パシタＣ６に流れる。キャハシタＣ６の目的は、トラン
ジスタＱ２ＢとＱ＋を介して流れる電流を集め、トラン
ジスタＱ２ＢとＱ、が非導通時の、発振波形部分の間に
、結束として得られた電圧を蓄積することである。抵抗
器Ａ　Ｈの目的は、振幅制御ループを安定化することで
ある。この効果は、振幅の変化をループが予測できるよ
うにし、これによって、過大な遷移動作、又は、過大な
振幅制御ループ全損を減少させることである。第３Ｅ図
は、キャパシタＣ６に蓄積された新しい制御信号電圧の
設定の様子である。

ブリッジ回路 キャパシタＣ６の両端に現われる、第３図の制御信号電
圧は、抵抗器４４とキャパシタ４６で構成される低域濾
過器を介して、ＦＥＴＺ、のゲートに結合され、該Ｆ’
［！：ＴＺ１１は、既述のように、ブリッジＢの不２Ｐ
衡化要素である。抵抗器４８　、　Ｒ＋３、及びＲ１４
は、この順で、′電圧源３１の一方の側と、基準電位点
の間に接続され、抵抗器５０、Ｒ１６、及びＲ＋ｓは、
この順に、電源３１の他方の側と、基準電位点の間に接
続される。抵抗器ＲＩ９の一端は、抵抗器４８とＲＩ３
の接合部に接続され、他端は、抵抗器１（１５とＲ＋６
の接合部に、抵抗器Ｒ１８を介して接続されろ。抵抗器
Ｒ２０の一端は、抵抗器５０とＲ１６の接合部に接続さ
れ、他端は、抵抗器Ｒ１？を介して、抵抗器Ｒ１３とＲ
Ｉ　４の接合部に接続される。抵抗器ＲＩ９とＲ＋ｓの
接合部０’Ｌは、ブリッジ８の出力端子であり、抵抗器
Ｒ２０とＲＩ７の接合部ＯＴ２は、ブリッジＢの他の出
力端子である。基準電位の中心は、電圧源３１であり、
各種抵抗の値は、ブリッジが平衡状態のときに、出力端
子ＯＴ＋とＯＴ２が基準電位になるようにするものであ
る。

第２図のブリッジ回路より複雑な、ブリッジ回路Ｂを使
用する理由は、ＦＥＴＺａのゲートの電圧と、チャネル
の中心点との関係が、電源３１からのブリッジ駆動電圧
によって影響されないことを保証するためである。

上述の方法で、発旧ループの利得を１に戻すために必安
なＡＧＣ回路ＡＧＣからの制御信号の値の変化によって
、ｌ／Ｃｘ値の変化に対応する出力端子ＯＴ＋とＯ’Ｉ
’２０間の出力信号を生成するＦＥＴＺ＋。

の抵抗値が変化させられる。上述１−だように、抵抗器
Ｒ５とＲ６を適当な値に選択すれば、１／Ｃｘ値と、注
目する現象の間の非線形性を補償１−るために、該出力
信号に非直線性を目的に合わせて導入することができる
。以下の表は、第３図の種々の回路構成要素の値で適当
であることの判明したものを示すが、本発明を逸脱する
ことな（、他の値を使用することも出来る。

表 Ｃｔ　＝　７０　ｐ（Ｒｓ二１７００　　　　Ｒ，、＝
２０Ｉ（Ｃｘ　＝　１５０ｐｆｔｏ　１４５ｐｆ　　Ｒ
６＝　１３００　　　　Ｒ１２＝　２０ＫＣ３４”−ｏ
４７ｕｆ　　　　　　　Ｒ１４＝　３５８５　　　　　
Ｒ２０＝　３５８５Ｃｆ＋＝　、　００１　ｕＩ　　　
　　　Ｒｕ＋　＝　２６．１　　　　　Ｒ１４＝　２６
１Ｃｆｚ二４７０ｐ（Ｒ＋ｏ＝　ＩＯＫ　　　　　　Ｒ
ｌｓ　＝　２６ＩＣ２ｇ＝、　０４７ｕｆ　　　　　　
Ｒ２１＝　５Ｏ−１５０ＯＲ＋ａ　＝　３１６００６二
、１ｕｆＲ２２：５０−１５００　　Ｒ３５＝２３ＫＣ
４６＝　、０４７　ｕ（Ｒ３ｏ　二４００Ｋ　　　　Ｒ
３２＝　４００ＫＱ２Ｂ＝　２Ｎ　２９７７　　　　　
　Ｒ３６二ｌＫ　　　　　Ｒ３３二３７．９ＫＱ２＾＝
２Ｎ２９７７　　　　　Ｒｄ二５２２Ｒ２７二ＩＯＭＱ
！＝２Ｎ５０８６　　　　　Ｒ９二ｌ　ＯＫ　　　　Ｒ
Ａ１１＝３３００Ｚａ　＝　２Ｎ３９５４　　　　　　
Ｒ３６二２０Ｋ　　　　　Ｒ４４二２０ＫＺＢ二２Ｎ３
９５４　　　　　Ｒ３８＝　２０Ｋ　　　　　Ｒ２６二
ＩＫＵ＋＝　ＬＭ３０８　　　　　　Ｒ３ｏ二２０．１
Ｋ　　　　Ｒ、□＝　２６．ＩＵ２−ＬＭ３０８　　　
　　Ｒ８”　１００Ｋ　　　Ｊ６＝＝　３１６０電　　
　　　源 増幅器Ｕ１、Ｕ２、トランジスタＱ１、Ｑ２＾、及びＱ
２Ｂ用の動作電圧＋■と一■を供給するために、いずれ
の整流電源を使用してもよいが、第３図に示す電源Ｐは
、シリコンダイオード、又はショットキ・バリア・ダイ
オードよりも電圧降下が低いので、特に有利である。こ
れは、ダイオードでなく、トランジスタのエミッタ・コ
レクタ経路を整流要素として使用することで実現される
。

ＰＮＰトランジスタＱ３のエミッタは、電源３１の一方
の側１１に接続され、コレクタは、キャパシタ５２を介
して、基準電位点に接続される。

ＮＰＮ　トランジスタＱ４のエミッタは、電源３１の他
方の側■２に接続され、コレクタは、キャパシタ５４を
介して、基準電位点に接続される。キャパシタ５６と抵
抗器５８の並列結合は、トランジスタＱ３とＱ４のペー
ス間に接続される。動作電圧＋■はキャパシタ５２０両
端に生成され、動作電圧−Ｖはキャパシタ５２０両端に
生成される。これらの電圧が等しい大きさの値を持つこ
とを保証するために、等しい抵抗器６０と６２を、トラ
ンジスタＱ３とＱ４のエミッタと、基準電位の間に接続
（−でもよい。

電源Ｐの動作を説明１−る。ＡＣ動作では、入力■１か
正になると、トランジスタＱ３のエミッターペース接合
と、トランジスタＱ４のエミッターペース接合が、図示
するようにキャパシタ５６を充電するために導通する。

従って、トランジスタＱ３とＱ４は、オンと７；るよう
な方向に流れる同一のペース電流を有し、図示した極性
でキャパシタ５２と５４を充電する。次に続く、電源３
１からの、逆の極性の半サイクルには、抵抗器５８は、
最大電圧で適当なベース電流を生成するために、キャパ
シタ５６を部分的に放電する。以下に示す回路値では、
トランジスタＱ３とＱ４とは、キャパシタ５２と５４を
最大］、　ＯＯｍＶ　　まで充電できる。シリコンダイ
オードならば、約０．６Ｖの差を生じる。

これは、演算増幅器Ｕ１とＵ２に、より高い電圧を供給
し得るようにするので重要である。

％：源３１がＤＣ電圧を供給すると、ベース電流が抵抗
器５８を通り連続的に流れるので、トランジスタＱ３と
Ｑ４は連続的に導通する。キャパシタ５２と５４が、Ｄ
Ｃ電圧より５０ｍＶ低い電圧に充電されると、連続電圧
がトランジスタＱ１、Ｑ２１１、Ｑ２ム、増幅器Ｕ１、
及びＵ２で利用できる。

表 Ｑ３＝　２Ｎ４０４　　　　Ｃ５６″１．０ｕｆＱ４二
２Ｎ５２７１　　　　Ｒｓｓ二２５０ＫＣｓｚ＝　２２
ｕｆ　　　　　Ｒ６０＝　３５０Ｃ５４＝　２２　ｕｆ
　　　　　　　　Ｒ６２：　３５０第３図の分析 該回路の基本的設計目標は次の通りである。

（ａｌ　　ｌ　／　Ｃｘと圧力又は他の現象Ｐの非線型
的関係を補償するための、Ｉ　／　ＣｘＯ値のブリッジ
の出力電圧の線型的変化、もしくは、ｌ／Ｃｘの値のブ
リッジの出力電圧の非線型的変化。

（ｂ）　　ブリッジＢＫ対して所望の出力インピーダン
スを得る。（第３図の実施例では４００オームである。

） （Ｃ）　　他の目標を満足させる条件で、最高の感度。

（ブリッジ両端で約７μＶ　／　ｍ　ｍ　Ｈｇ　／Ｖで
ある。）ｔｄ）　　ＦＥＴＺＡとＺＢｆＫ、実用的Ｆｇ
Ｔの使用を許す。

ｔｅｌ　　増幅器Ｕ２の負荷を最小にする。

線型ブリッジ出力 第３図のブリッジＢの出力端子ＯＴ＋と０Ｔ２０間の電
圧ｋｌ／ＣｘにＳ従って、圧力又は他の現象Ｐに比例さ
せるため、第３図の発振ループの等価回路である第３Ｆ
図と、ブリッジ回路Ｂのテブナンの意味で等価な第５図
（理由は後述）を参照する。

第３　Ｆ　図（’）　Ｆ’　Ｅ　Ｔ　ＺＡ　’ｊ）抵抗
と、第３０図Ｉｌｌ’）　’Ｆ’　Ｅ　ＴＺｌの抵抗は
、Ｆ’ＥＴＺムとＺＢが整合した対である゛かデュアル
Ｅ’Ｅ、Ｔであるので、Ｒｆに等しい。各々Ｆｇ’ｒｚ
、とＺ＠にシャフトしている抵抗器Ｒ７とＲａは、各Ｆ
ＥＴとそのシャント抵抗器の並列結合が同じ抵抗値ＲＸ
を持つように等しくされる。この抵抗値ＲＸはＡＧＣ制
御電圧の変化と共に変わる。抵抗値Ｒ，は、第３Ｆ図と
第３Ｇ図から式で表わされ、ＦＢＴＺｍの両端の電圧変
化がｌ／Ｃｘの変化に線型的に関係することを示′１−
ために、各々の式を等しいと置く。次に、出力端子ＯＴ
＋とＯＴ２の電圧が、ＦＥＴＺＢの両端の電圧に線型的
に関係し、それ故に、ｌ／Ｃｘの変化、従って、圧力又
は他の現象の変化に線型的に関係することが示される。

第３Ｆ図を参照するが、これは、明らかなように、増幅
器Ｕ＋　、Ｕ２　、及び減衰器Ａで形成される第３図の
発振ループの簡略図である。第２図を分析すると、増幅
器［Ｊｌ、［Ｊ２、及び減衰器への各々の利得Ｇ１、Ｇ
２、−及びＧ３の積を１と置くが、これは、定振幅時、
発脹のために心安な条件である。これらの利得は、 Ｇ＋　＝　−（Ｃｘ／Ｃｙ　）　　　　　　　　（２２
）Ｇ２二（−１）　　　　　　　　　　　（２３）と表
りされる。これを乗算し、ｌと置けば、Ｒｘはとなる。

第３図な参照すると、電圧Ｖａは、ＦＥＴＺＢ、抵抗器
Ｒ１４及びＲｆ５が回路から離された時の第３図のブリ
ッジＢに接続された点の間の電圧であり、抵抗値Ｒｙと
Ｒ２の合計は、テブナンの理論で要求されるように、こ
れらの点間の総抵抗値Ｒｒに等しい。この条件下で、Ｆ
ＥＴＺＢ、抵抗器Ｒ１４、及びＲ＋ｓか回路中にあると
き、ＦＥＴＺｓの抵抗の変化によって、第３図のＦ　Ｅ
　Ｕ　ＺＢの両端に現われる電圧と同じ電圧な、ブリッ
ジＢ内のＦＥｒＺｍの接点間に生ずる。電＃、３１から
の電圧Ｖｉの代りに、第３Ｇ図のＶａを使用する理由は
、単に、抵抗器Ｒ＋ａとＲ１７、及び抵抗器Ｒｌ　６と
Ｒｆ７の分圧動作が、ＦＥ、’［’　Ｚｌｌが回路から
除いた場合に、第３図のＦ’　ＥＴ　Ｚ１両端の電圧Ｖ
ａを■１より低くすることである。

第３図に注目すると、 これをＲＸに関１−で解くと、 を得る。式（２５）と（２７）を比較して、Ｒ６二Ｒｙ
及びＲｓ　＝Ｒｚと置けるので、 と７ｆす、従って、 即ち、Ｖｏ／Ｖａは、ｌ／Ｃｘ、及び着目する現象の変
化に線型的に関係する。

式（２５）と（２７）を等しいと置き、Ｖｏ／　Ｖａ　
　に関して解くと、　Ｒ６”　Ｒｙならば、Ｃｘ　　を
含む以下の式ここで、Ｒｚ　”　Ｒｓであれば、式（２
８）のように、（Ｖｏ／’Ｖａ　）　−（ＣＹ　／Ｃｘ
　）と７よる。

第３図のブリッジの出力信号に対する駆動電圧も、Ｒｙ
とＲ２を介して、同１ニ電流で生成されるので、１／Ｃ
ｘとＰに線型的関係にある。ｖｏ′の値は、Ｖｏで次の
ように表わせる。

■３に関する、ＶＯＯ値は式（２６）で辱えられる。

Ｖａと、電源３１からの電圧■１との関係を、第３　Ｈ
図を参照してここで決定する。該図は、第３図のテブナ
ン等価回路の、開放回路電圧■ａが次式で示されるよう
に、抵抗器Ｒｘを除いた（即ち、抵抗器ＲＩ４と１（＋
５はＦＥ’Ｉ’ＺＢとシャントしでいる）ブリッジ回路
を示すっ ■８二ＶＩ　　Ｖ２　　　　　　　　　　　　（３２）
電源３１からの電圧■１で表わした電圧■１は、図から
、 となり、電圧ｖ１で表わした■２は、 であるので ヲ得ル。式（３０）、（３１）、及び（３５）カら、Ｖ
ｉ　Ｋ対するＶＯの比が決まる。ｖｄ　とｔ　／ＣＸ及
びΔＰの間の線型的関係を損うものは伺も存在（−ない
。

しかし、ｖ８は、ブリッジＢの出力端子の電圧ＶＢでは
ない。実際のブリッジＢに注目すると、ブリッジのＦＣ
’ｌ”ｚ＋＋の両端の電圧ｙ／で表わしたＶＢは、で４
えられ、式（２８）の（Ｖｉ／Ｖａ）＝（Ｃｙ／Ｃｘ）
から、希望した通り、１／Ｃｘ　に線型の関係で変化す
る。

感　　　度 該回路の感度は、ΔＶｎ／　Ｖ　ｉであり、次式で示さ
れる。

以下の計算では、簡略記法として、記号〃は並列接続な
、プラス記号（ト）は直列接続を示す。実際の代数式は
、いくつかのＩと十の記号を含む式を、右からんへ処理
して得られる。例えば、Ｒ＾とＲＢが並列接続され、こ
の並列部分かＲＣと直列接続であれば、略記法では、Ｒ
ｃ　＋ＲＡ　／／　ＲＢとなり、代数式は、次のように
なる。

ブリッジの出力インピータンる 第３図のブリッジＢを参照すると、ブリッジ１３の出力
インピーダンスＺＯは次のように決定される。Ｒｘは、
直列抵抗器Ｒ１４とＲ１５に並列なＥ’Ｔ２ＴＺＢの抵
抗である。抵抗器ＲＩ３とＲＸ／２　　か並列になるよ
うに、電源３１に擬似接地か存在すると考える。該並列
部は抵抗器Ｒ１７と直列であり、全体の組合せは抵抗器
Ｒ２ｏと並列である。対称性のために、ＲＢ４　＝　Ｒ
Ｂ５、ＲＢ９　＝　Ｒ２０、Ｒ１７＝　Ｒ＋ｓ、及びＲ
Ｂ３　：　ＲＢ６であり、ブリッジのインピーダンスの
半分は次のように表わせる。

Ｚｏ／２　＝　Ｒ２ｏ／／　ＣＲＩ７＋　Ｒ＋３／／／
（１／２　）　Ｒｘ　〕（３９）この代数式は、次のよ
うになる。

Ｚｏ　　　　　　　　　　　　　Ｉ Ｅ″Ｅ’ｒＺｓの両端の′電圧 ＦＥＴＺＢの両端の電圧は、Ｉ’ＥＴが抵抗器のように
働けるためには、低く保たれねばならないので、該電圧
Ｊ）式を得のことは有用である。最大感度のための条件
、即ち、抵抗器４８と５０をゼロにｄり定したと−づ−
ると、ヌル条件でのＦＥＴＺＢ両端に現われる電圧Ｖｆ
は、略記法を用いて次のように示せるっ Ｖｆ二Ｖ＋　／２　Ｃ（（１／２）　Ｒｘ／／　Ｒ＋ｙ
）／　（Ｒ１３＋（（１／２））（ｘｚ／　Ｊ（＋７）
　）　’］　Ｘ　２　　　　　（４１）明らかに、２は
打消し合うが、大かっこ内の分圧器は、Ｖｌの半分を分
圧するか、これはＦＥＴＺＲの両端の電圧の半分にすぎ
ないので、その結果を２倍しなければならない点を強調
するために、これらの２を残しであるっ式（４１）から
、Ｖｆ　　に関する次の代数式を得る。

抵抗器Ｒ２０，ＲＩ７とＲ１９、Ｒ＋８との関係平衡時
、ＯＴ＋とＯ１２は接地電位であり、抵抗器Ｒ１７、Ｒ
２０、又はＲ１９、Ｒ１８には同じ電流ｉが流れるので
、次式が成立する。

これから、次式が得られ、 同様に、次式が導かれる。

第３図の抵抗器５と６の値 第３図では、抵抗器Ｒｘ結合点（但し、Ｒｘは除かれて
いる）を見た場合のインピーダンスＲＴは次のように表
わせる。

ＲＴ　＝　Ｒｙ　＋　）（ｚ　　　　　　　　　　　　
　（４６）第３Ｇ図が、第３図の実際のブリッジ回路の
テブナン等価回路になるためには、ＲＸがブリッジに結
合される点（但しＲｘは除いである）からみた実際のイ
ンピーダンスＲＴは、実際の回路でも、テブナン等価回
路でも同じであるはずである。インで表わされ、この代
数式は以下に示される。

ブリッジの出力電圧ｖ８がＩ　／　ＣＸに関して、線型
の関係にあることを示す処理で実行した式（２５）と（
２７）の比較において、線型性はＲ６二ＲｙとＲ５二Ｒ
２を必要条件とするので１次式が得られる。

Ｒｙ十Ｒｚ二Ｒ丁二Ｒｓ　＋　Ｒ６（４９）Ｒ５二ＲＴ
　　Ｒ６，（５０） 式（２５）のＲ５にこれを代入１−ると、を得る。式（
５１）をＲ６に関して解くと、が導かれる。

抵抗値の決定 上記の第３図の分析から、これらの設計目標を、種々の
異なった抵抗値の組合せで得られること、及び、ある目
標を達する抵抗値か必らずしもその他を最適化しないこ
とが極めて明らかである。

従って、例えば、ブリッジＢに最適な出力インピーダン
スＺＯといった、ある設計目標を得るために心安な抵抗
値は、十分な感度、又は出力Ｕ２上の負荀に対して十分
高いインピーダンスを得ることを許さない場合もあり得
る。従って、全ての設計目標を適当に得る抵抗値娶決定
するために、対話処理が欧州される。ある手順は、その
シーケンス中に、設計目標を含むことができるか、シー
ケンスは一般に下記のようになる。

手順を一般的に説明する前に、周知の事実もしくは、簡
単に決定可能なことを記述する。本発明の回路と共に使
用される装置での、右の最小値は周知のもので、既知の
電源電圧となる。従って、ある制御電圧でｏＴ変低抵抗
特性示すＥ’ＥＴが選択され得る。選ばれた特定のｌ’
ＥＴに廚して、抵抗値Ｒｆの範囲が得られる。セン丈設
計から、容量ＣｘとＣＹが決まり、該回路と共に使用す
る装置の入力インピーダンスが分るので、所望の７ｒＯ
が得られる。式（２５）と（２７）から、１／Ｃｘ又は
ΔＰとΔＶ。

、との直線性に対して、Ｒ６＝　ＲｙとＲ５二Ｒｚが分
る。

対称性を有する動作に対しては、Ｉ（＋３二１悄６、Ｒ
１４二Ｒ＋ｓ、Ｒ＋７　＝　Ｒ＋ｓ、及びＲＩ９　＝　
Ｒｈｏを得る０ブリツジ出力電圧ＶＢと電圧又は他の現
象との関係を、Ｐに関するＣｘの変化の異る変換装置に
対して同一にするために、抵抗器４８と５０を含めて、
ブリッジ両端のＶｉの実効値を調整する。第３図の、既
に提案ｌ−た構成蟹素の値と特定な設計の回路では、感
度は７μＶ／ｍ）（ｇ／Ｖｉであり、該感度は、より高
感度の変換装置に対しては、抵抗器４８と５０を用いて
、′所望の値である５μＶ／朋Ｈｔｚ　／　ＶＩ　　に
減少させることかり能である。

先ず、式（４８）、（５３）、及び（４９）から、抵抗
器Ｒ５と＆とが、Ｕ２負荷を過大にするのを避けるのに
十分高い場合には、抵抗器Ｒ＋３とＲ＋６は、適当に高
い値でなければならない。次に、Ｆ　Ｅ　Ｔ　ＺＡとＺ
８は、所望の可変抵抗特許を示すために、それらの両端
に低電圧を必安どするので、抵抗値ＲＩ４とＲ＋５は、
一般に、抵抗値Ｒ１３とＲＩ６よりかなり低い値でなけ
ればならない。抵抗器Ｒ１４とＲ１５とは、Ｅ’Ｅ’Ｉ
”Ｚｉ　に並列なので、抵抗器ＲｘＯ値は、抵抗器Ｒ４
の初期値が選択されれば決定、され得る。

Ｒ１４＋　ｌｌｔ＋ｓ二Ｒ７なので、ｚＡに対するＲｘ
は同じである。例えば、出力インピーダンスＺｏを４０
０オームとすると、抵抗値Ｒ１４とＲ１５の合計はこの
値に近くなるべきである。

非線型性の補償 ブリッジＢの実インピーダンスＲｔ　ｈ’　Ｒｓ＋　Ｒ
ａであれば、ブリッジＢの出力電圧Ｖ８は、１／ＣＸの
変化に線型的に関係することを示した。しかし、１／Ｃ
ｘとＰの全ての非線型的関係を補償するために、１／Ｃ
ｘとＶＢの関係を、非線型的に変化させ得る。抵抗器Ｒ
ｓとＲ６の合計をＲアにすれば、この非線型性の程度は
次式から決まる。

ｔ／ＣＸ又はＰと線型的関係のＡＧＣ信号第３Ｊ図では
、数値制御抵抗手段）は第３図のｔ”　Ｅ　Ｔ　ＺＡと
抵抗器Ｒ７の並列結合に代えられ、構成要素３４．３６
．及び３８は除かれている。抵抗器Ａ）ｌとキャパシタ
Ｃ６の直列結合の両端に現われるへＧＣ制御信号は、比
較器６４０入力に印加される。比較器６４の他の入力は
基準電圧に接続され、比較器６４の出力は、カウンタ６
６のアップ／ダウン制御端子に接続される。クロック６
８は、全損周波であり得る等間隔のパルスを、カウンタ
６６のクロック入力端子に供給する。カウンタ６６から
の出力はディジタルで、ＤＲの抵抗値を所望の値にセン
トするために、デコーダ６９を通して印加される。数値
制御抵抗ＤＲの内部回路は、各々がスイッチＳｌ、　Ｓ
２、Ｓ３でシャントされた直列抵抗器ｒ１、ｒ２、ｒ３
　　で図示されているが、実際には、抵抗接続は、かな
り複雑である。

既述のように、第３Ｊ図の減衰器を組込んだ第３図の回
路動作を説明する。平衡時、キャパシタＣ６の両端の電
圧は、発振ｌ膜幅が・・ンチングしているので、比較器
６４の出力信号を切り換えるために、Ｖｎｇｒにほぼ等
しい。これによるキャパシタＣｘの変化は、ループ利得
を変化させ、内部の発ＩＧ　ＩＩＨ幅を対応して変化さ
せるようにする。−上記発振の各サイクル中に、キャパ
シタＣ６両端の電圧が変えられ、利得が１より大きいか
小さいかによって、比較器６４の出力は、数サイクルの
間、高（、又は低くされ、カウンタ６６は、クロック・
６８で決定されるレートでカウントアツプ又はダウンす
へ各カウントで、カウンタ６６つ）らの符号化出力は変
化し、ＤＲ内のスイッチＳ１．Ｓ２、及びＳ３は、開又
は閉の異なった組合せになり、これによって、減衰器内
に、対応する抵抗が設置される。最終的に、ＤＲの抵抗
値か、ループ利得をｌに近くまで復元し、既に説明した
ハンチングが再開する。これを実現するのに必要なカウ
ンタ６６の出力値はＤＲの非線型性に依存１−る。該非
線型性がシステム内の他の非線型性を補償しく式（５４
）　）、ＰとＣｉ間の非線型性も補償するならば、カウ
ンタ６６の数値出力は、電圧又は他の注目する現象と線
型的関係で変化し、該出力信号として使用できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、Ａ、ＤＣ等１史用せず、構成簡単な状
態検出装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の状態検出装置のブロック図。 第２図は、第１図の状態検出装置の詳細プロ７り図。 第３図は、第２図の状態検出装置の詳細回路図。 第３Ｎ図は、本発明の状態検出装置に使用する全県器の
出力信号を示す波形図。 第３Ｂ〜Ｄ図は、本発明の状態検出装置に使用するトラ
ンジスタに流れる電流を示す波形図。 第３Ｃ図は、本発明の状態検出装置に使用する制御信号
の波形図。 第３Ｆ、第３Ｇ、第３Ｈ図は、第３図に示す回路の一部
の等価回路図。 第３１図は、本発明の状態検出装置の特性を示す図。 第３Ｊ図は、本発明で使用するアッテネータの回路図。 ２：増幅器、　　　　　４：利得制御要素、６：ＡＧＣ
回路、　　８：出力回路、 Ｚｓ：感知インピーダンス素子、 ＺＦ：インピーダンス素子。 出願人　横河・ヒユーレット・バノカード株式会社代理
人　弁理士　　長　谷　川　　次　　男ＦＩＧ３ＦＦ／
θ　３Ｊ ｌｏ　　＜　ｓｅＣ，）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ループ接続された外部の状態を検出する検出手段、増幅
   手段、発振周波数を決定する周波数決定手段および利得
   制御手段と、前記ループからの信号を導入する出力手段
   とから成る状態検出装置。