JPS6116797Y2 - - Google Patents

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JPS6116797Y2
JPS6116797Y2 JP1984032260U JP3226084U JPS6116797Y2 JP S6116797 Y2 JPS6116797 Y2 JP S6116797Y2 JP 1984032260 U JP1984032260 U JP 1984032260U JP 3226084 U JP3226084 U JP 3226084U JP S6116797 Y2 JPS6116797 Y2 JP S6116797Y2
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Description

【考案の詳細な説明】
本考案は一般に整流子なしの直流電動機として
知られている型式の駆動装置、特にすべての電気
的システムが電動機軸の位置検出装置を使用する
ことなく電動機速度を制御するために利用されて
いる空間コンプレツサーのための無整流子直流電
動機駆動装置にかかわる。 従来での遠心型空調コンプレツサーは増速用歯
車装置を介して高速羽根車を駆動するのに60Hzの
誘導電動機を用いている。この配列での始動回転
弁はそのシステムの始動前閉じられている（始動
中における最少のガス供給に対して）。誘導電動
機が動作開始すると、望ましくない大きなサージ
電流がその誘導電動機の交流入力路線に発生され
る。電動機が最大速度（60Hz、双極型機械におい
ては約3600vpm）に到り、そしてその歯車装置が
羽根車を高速度（例えば、130トン装置において
は通常31000vpm）で駆動する。この時点で、始
動用回転弁はそのシステムの負荷制御装置にて作
動される弁制御装置を介して所望の負荷位置に開
かれる。第１の圧力において入るフレオンガスは
高速羽根車にて圧縮されて、そしてポンプをより
高い第２の圧力に置く。圧縮されたフレオンガス
は、復液器に入り、そこで冷却されてそして蒸発
器或は水冷器に送られ、その後ポンプ入力に戻さ
れる。このシステムでは、コンプレツサーと連動
されている歯車装置と４つの軸受を潤滑するのに
フレオン油混合物を用いている窓閉型の電動歯車
装置を採用している。 60Hzの誘導電動機の欠点を克服するために利用
される一型式のシステムとしては、静止型高周波
源にて駆動される高速交流電動機を使用して直接
に羽根車を駆動する方法がある。かゝる配例のも
のは従来において既に存在しており、主な構成と
して固体素子インバーター（この分野では静止型
整流子として知なれている）、標準の三相同期電
動機、およびゲート信号を静止型整流子に与える
ための電動機軸位置検知装置とを採用している。 このインバーターは入力平滑用チヨークを有す
るサイリスターを用いた三相ブリツジである。電
動機からの利用し得るライン間逆起電力を有効に
利用するためには、インバーターを共通にして進
み力率で作動させ、インバーターサイリスターの
自然なすなわちライン転流を行わせることであ
る。かゝる進み力率は位置検知器ピツクアツプ装
置を調整することにより得られ、その結果インバ
ーターサイリスターは進み力率を作り出すように
適当な時点で点弧される。もしも、遠心力型コン
プレツサーの如きフアン型負荷の場合のように、
低速度において必要とされるトルクが比較的小さ
いとすると、低速度において転流される予定の電
流も又比較的小さく、そして全体の速度範囲にお
いて自然転流が採用し得る、他方、もしも全速度
範囲に渡つて十分な負荷トルクが必要とされるな
らば、自然転流がある最小速度以上に対してのみ
用い得る。この最小速度以下においては、機械内
に誘起される電圧は全負荷電流に転流するには不
十分であり、強制された転流が利用されなければ
ならない。 位置検知装置は低電流ブラシと回転円板上にお
ける単体の銅セグメントを持つ機械的装置を利用
することによつて与えられる。しかしながら、機
械的接触を避けるために、検知動作が固定子とし
てホール検出器或はレラクタンススイツチを伴な
う軸取付の回転磁石を用いて行われても良い。別
な方法としては、固定子および光学的回転子上に
おける光感応検出器の利用がある。勿論、別な型
の位置検知装置を利用することもできる。 従来の別な型式の装置としては、混成装置が利
用されている。この混成装置においては、軸位置
検知装置が電動機回転を得るために採用されてお
り、その電動機がある速度に到達した後における
インバーター点弧パルスのタイミングはその機械
の巻線を横切つて現われる電圧から得られる情報
を用いることによつてその電動機の軸位置と同期
が保たれる。この方法は、軸位置検知装置は、次
に示される理由で、ある低速度以下の動作に対し
て必要であることが見出されているので、全ての
速度において利用できるものではない。すなわ
ち：(1)静止状態において、６つのサイリスターの
うちのいづれの対を点弧すべきかを決定するため
に回転子の位置を知る必要がある。もしも、間違
つた対が導通されるとすると、結果的に得られる
トルクは不充分であり、或は正しくない方向にあ
ることさえ起り得る（しかしながら、この状態
は、その同軸方向が最終的にはそのサイリスター
に印加される点弧パルスの位相順序にてのみ決定
されるので、一時的なものであることに注意を要
する）。(2)もしも、正しいサイリスター対が初め
に点弧され、その結果、電動機が直ぐに適切な方
向に始動するとしてさえ、初めに機械に誘発され
た合成電圧の振幅が非常に小さいので必要とされ
る位置情報を引き出すことはできない。 こうした従来技術の装置は現在の誘導電動機遠
心型コンプレツサー駆動に望ましい変形を与える
けれども、それらは比較的大きく、複雑でしかも
価格的にも高い。更に、インバーターサイリスタ
ーのゲート切換を制御する位置検知装置を利用し
ているシステムと、機械の巻線を横切つて現われ
る電圧を利用（勿論、低速に対しては位置検知装
置の使用を必要とする）したシステムとは負荷の
変動に伴なう電動機速度の変更を要請する。位置
検知システムの場合、機械の速度は負荷と共に
（回転子位置に対する電動機端子電圧の位相遷移
の影響により）極端に落ちる。機械の巻線に誘起
される電圧を利用するシステムの場合、機械の速
度は一般に初めは増大する負荷と共に落ちるが、
その後電機子反作用の影響により増加する。 本考案は従来技術での無整流子直流電動機シス
テムの欠点を除去して改良された無整流子直流電
動機駆動装置を提供する。この装置においては、
３つの直列接続されて対を形成している６つのサ
イリスターのような選択的に稼動し得る切換装置
を持つたインバーター回路が三相同期電動機の電
機子巻線に電気的エネルギーを与えるために利用
される。勿論、単相電動機或は三相以外の多相電
動機も利用し得る。三相電動機の場合、電機子巻
線の各々は関連せる対のサイリスターの中点に接
続される。 インバーター回路に対する直流電圧は、交流源
からの電力を必要な直流電圧に変換するのに利用
されるセミコンバーター（semi−converter）の
ような制御可能な直流電圧源から得られる。平滑
用リアクトルがセミコンバーターとインバーター
との間における少なくとも１つの直流路線に置か
れている。 制御回路はタイミングパルスを作り出すのに利
用されており、そしてインバーターに印加される
直流電圧の大きさに関係なく一定の電圧時間積を
与える繰返し率すなわち周波数を持つている。こ
の制御回路はインバーターの直流端子を横切つて
現われる直流電圧を積分する積分回路を有してい
る。この積分器の出力は積分器比較器回路に印加
され、その回路には又適当な積分器基準源にて作
り出される積分器基準レベル信号が供給される。
積分器基準レベル信号は所望の一定な電圧−時間
積分を表わしている。積分器出力が積分器基準レ
ベル信号のレベルに到つたことを積分器比較器が
判定すると、タイミングパルスが作り出される。
一連のパルスの１つであるこのタイミングパルス
はインバーター回路における選ばれたサイリスタ
ーのゲートに印加される予定の点弧パルスを作り
出す点弧パルス回路に供給される。同時に、この
タイミングパルスはリセツト回路を通して積分器
に送り戻され、その積分器をリセツトしそして新
しい積分サイクルを開始させる。この様にして、
インバーター回路のサイリスターに印加される点
弧パルスの周波数は直流電圧の大きさと共に増加
し、従つて、その電動機速度はインバーターに印
加される直流電圧の大きさに依存する。 機械の始動でセミコンバーターにて供給される
電流における自然な断続性は、その電動機巻線内
に誘起されて電圧が転流電圧を与えるに十分大き
くなる前に電動機の電機子巻線の所望とする回転
的励磁を許容する。又、その転流電圧はこゝで開
示される好ましき実施例におけるような自然転流
されるインバーターが利用されるときのみ必要に
なる。もしも直流電圧源が本質的に不連続性すな
わち断続性を持たないならば、変調源が始動的に
おける不連続性を作り出すために利用されなけれ
ばならない。勿論、もしも所望ならば、強制的転
流インバーター回路も利用できる。しかしなが
ら、こうした不連続性は積分器の誤動作につなが
り、従つて波形整形回路が利用されて不連続性が
積分器に悪く影響するのを防止する。この波形整
形回路はダイオードとその信号を電動機巻線から
インバーター回路の直流側に送り戻す抵抗網から
成つている。 ランプ（ramp）信号発生器のような調整回路
が、装置の始動的における徐々に増大する直流電
圧を作り出すセミコンバーターを制御するために
用いられているので、電動機は所望の最終的速度
にまで徐々に加速されることになる。所望とする
自然な転流を達成するには、インバーターが進み
力率の電流をその電動機巻線に供給しなければな
らない。しかしながら、インバーターは遅れ力率
での動作モードにおかれることがある。ある状況
に対しては、かゝる動作モードを取除くことが必
要であるが、こゝで論議される遠心型コンプレツ
サーの駆動に関しては、そのインバーターが最終
的には常に進み力率モードに落ち付くことを確保
する試行錯誤に基づく始動／停止方式を採用する
だけで十分である。 この様式動作を確実にするために、電流検出装
置がインバーターに供給されつゝある電流を検知
するために必要とされる。もしも、インバーター
が進み動作モードに設定されるならば、始動時点
に存在する不連続電流が楼続的になるや否や過剰
な電流が引き出されることになり、自然な転流が
達成されない。この時点で、その電流は、インバ
ーターに供給される検出電流を表わしている信号
と共に、異常始動比較器回路に供給される異常始
動電流レベル基準信号を越えることになる。この
時点で、信号がランプ信号発生器に供給されて、
それをリセツトし、ランプ信号の発生を始める。 電動機が運転速度に持たらされた場合のランプ
信号発生器のリセツトは、その所望とする電流が
その時点での異常始動電流を越えることになるの
で除外される。これは、そのランプ信号とそのラ
ンプ信号の電圧レベルを表わしている窓基準信号
とを比較するランプ比較器回路を利用することに
より達成され、その際、基準信号以上では異常始
動リセツト装置を非動作状態におくことが望まれ
る。 尚窓基準とは１つの信号に対し上限と下限を作
ることで、もしこれ等の２つの限界の間でインバ
ーターにより引き出される電流がくるならば、云
い換えれば後述するように窓基準内なら、再始動
回路は無能にされるのである。 ランプ電圧比較器は、そのランプ信号が窓基準
信号以下の電位を有する場合にのし出力を発生す
る。ナンドゲートおよび関連された信号発生器の
ようなリセツト回路は、そのランプ信号が窓基準
信号以下の大きさを有する場合にのみ、異常始動
比較器がランプ信号発生器をリセツトすることを
確実にする。 この配列において構成される遠心型コンプレツ
サー駆動装置は次の特徴を持つて実現される。す
なわち； (1) 静かな始動（すなわち；サージ電流がな
い）。 (2) コンプレツサーの全体的寸法が小さい。 (3) 装置は多重周波数入力（例えば、60Hz，50
Hz，25Hz）で作動可能。 (4) 軸受の半分における歯車が除かれているので
潤滑が容易。 (5) 歯車の切換に対する電子的速度制御。 更に、簡単で寸法的に小さくしかも廉価な整流
子なしの直流電動機駆動装置が提供される。従来
での無整流子直流電動機装置に関する電動機の軸
位置検知装置は除去されそして完全な電子的制御
装置にて置き変えられる。更に、負荷変動に応じ
て電動機速度が本質的に補償される型式の無整流
子直流電動機駆動装置が提供される。 本考案の前述のおよび別な目的、利点および特
徴は添付図面を参照しての以下の詳細な説明から
一層明瞭に理解されよう。 本考案の好ましき実施例が第１Ａ図において例
示されている。遠心型空調コンプレツサーの特定
な応用におけるこの好ましき実施例の使用が第３
図および第５〜第１１図において一層詳細に例示
されている。 本考案による構成を用いることにより、電動機
の軸位置検知装置に対する必要性は完全に除去さ
れる。更に、本考案による第１図の配列は電動機
の負荷変動に対する電動機の速度変化を本来的に
補償するので、従来技術による装置でもつて得ら
れるものよりも優れた動特性が得られる。この記
載のために、全速度範囲に渡つて自然な転流を利
用しているフアン型式の負荷（特に、遠心型空調
コンプレツサー）が仮定されている。勿論、本考
案はインバータの強制的転流かもしくは自然転流
のいづれかにより別な型式の負荷状態に対しても
応用し得るのである。 第１Ａ図を参照するに、三相同期電動機１５は
対応せる位相指定ａ，ｂおよびｃを有する電機子
巻線１７，１９および２１にて表わされている。
こゝで示されている電動機１５は三相電動機では
あるけれども、三相以外の単相或は多相電動機が
状態如何んにおいては等しく採用されよう。 電動機１５の電機子巻線１７，１９および２１
はインバーター２３にて励磁される。インバータ
ー２３はシリコン制御整流器すなわちサイリスタ
ーＡ１−Ａ２，Ｂ１−Ｂ２およびＣ１−Ｃ２の如
き選択的に駆動される３組の切換装置を有してい
る。これら組合せにあるサイリスターの各々はＸ
およびＹと推定された直流端子間で直列に接続さ
れている電動機１５の電機子巻線１７，１９およ
び２１の各々は関連せる対のサイリスターの中点
に接続されている１端を有している。巻線１７，
１９および２１の他端は共通に接続されている。
これらの巻線は従来のデルタ配列に接続すること
もできる。 サイリスターＡ１−Ａ２，Ｂ１−Ｂ２、および
Ｃ１−Ｃ２の点弧すなわちゲート切換は点弧パル
ス制御回路２５にて達成される。点弧パルス制御
回路２５は点弧パルスをサイリスターのゲートに
供給してそのサイリスターを導通させる。自然転
流がこの特定の実施例において採用されているの
で、そのサイリスターは巻線１７，１９および２
１において誘起された電圧により制御されること
になる。インバーター２３および点弧パルス制御
回路２５のようなシステムの動作については、
1971年に出版されB.R.ペリーによる“サイリス
ター位相制御コンバーターとサイクロコンバータ
ー”において詳細に説明されている。 点弧パルス回路２５にて作り出される点弧パル
スの周波数或は間隙は制御回路２９により決定さ
れる。制御回路２９は積分回路３１、積分器基準
レベル信号Ｋを与える積分器基準源、レベル比較
器３５およびリセツト回路３７を含んでいる。イ
ンバーター２３の端子ＸおよびＹを横切つて現わ
れる電圧（ＶXY）は抵抗器３９および４１から成
る電圧分割回路網を横切つて現われる。抵抗器３
９および４１の中点に現われる電圧は積分器３１
に接続されている。 その後、積分器３１は第１Ｂ図における２つの
波形で例示されているようなＶXYの大きさに依存
する出力信号を作り出す。第１Ｂ図における第１
の波形は比較的低い直流電圧ＶXYに対するもので
あり、他方、第２の波形は比較的高い電圧ＶXYに
対する積分器３１の出力を例示している。積分器
基準信号Ｋにて決定される大きさにおいて、レベ
ル比較器３５は点弧パルスの発生を制御する点弧
パルス回路２５に供給される出力タイミングパル
スを作り出す。タイミングパルスが作り出される
度に、リセツト回路３７は積分器３１をリセツト
して、印加される直流電圧の積分を再開始する。 第１Ｂ図において見られる如く、電圧ＶXYの大
きさはタイミングパルスの点弧率すなわち周波数
とそして回路２５にて作り出される点弧パルスの
点弧率すなわち周波数とを決定する。比較的低い
電圧に対し、積分器３１の出力が基準レベルＫに
到るには比較的長い時間を必要とする。従つて、
周波数１の繰返し率は比較的低い。第２の波形
にて例示されている如く、電圧が増大するにつれ
て、その積分器の出力のレベルＫに到る時間t2は
減じ、そして周波数２は高くなる。 前述の論議からして、平滑リアクトル４５を通
してインバーター２３に印加される制御可能な直
流源４３の出力電圧は電動機１５の速度を決定す
るために利用されていることが解る。かような速
度制御は直流源４３の出力電圧ＶDCを決定する調
整回路４７により達成される。調整回路４７は直
流源４３にて作り出される電圧ＶDCをその最大値
まで徐々に上昇させながらインバーター回路２３
に印加する。この様にして、電動機１５は調整回
路４７の適当な設定により決定される加速率で全
速まで徐々に上昇される。 定常状態の下における第１Ａ図の回路動作が
こゝで述べられる。制御回路２９の基本的機能
は、インバーターを横切つての電圧ＶXYの一定な
電圧−時間間隔が引続くインバーター点弧パルス
間（第１Ｂ図）で維持されるように、インバータ
ー点弧パルスのタイミングを決定するタイミング
パルスを作り出すことにある。その条件は次式に
て表わされる。 ∫Ｔ＋ｔ ｔＶXYdt＝TVAV＝ＶＡＶ／６ｆ＝Ｋ こゝでＶAVはインバーター直流端子電圧の平均
値すなわちＶXYの平均、Ｔ＝１／６ｆはサイリスター点 弧の時間間隔、ｆは電動機に加えられる周波数、
そしてＫは維持される固定の電圧−時間積分を表
わしている常数である。さて、従来のコンバータ
ー理論からすると、次の関係が直流端子での平均
電圧と誘起された電動機電圧（電流のオーバーラ
ツプはないものと仮定）との間に適用される。 こゝでVmは線路と中性点との間の電動機電圧
の尖頭値（正弦波形と仮定）、そしてδはインバ
ーター回復角度（機械の電圧に対するインバータ
ー出力電流の基本成分の角度）である。尚回復角
度とはそれら順電圧を維持できるに先立つて恰度
整流されたサイリスタの回復を可能にするために
ある大きさの角δが要求されるのをいう。 前述の式を組合せると、
【式】が得られる。電動機の 励磁を一定とすると、Vm＝Cfとなる。無負荷に
おいて、Ｃは一定値を有することに注意を要す
る。しかし、Ｃは電機子反作用の影響により負荷
に対して可変値を持つている。標準として、それ
は無負荷から全負荷で約20％変動する。前述の関
係からして、次式が得られる。すなわち、
【式】この式から、この型式 の動作においてインバーター回復角度δと機械の
力率cosδとは速度に関係なく一定に維持される
ことが解る（これはＣが一定であること、すなわ
ち、トルクが一定であるものと仮定する）。要す
るにこれ等は電動機電圧ＶMと回復角度δの間に
数学的関係をもたせたもので提案された操作モー
ドでは回復角度δを一定に保つことが望ましいこ
とをいつているのである。 しかしながら、この関係は理論的に遅れ或は進
みのいづれかのインバーター角を許容することに
注意を要する。これは、そのシステム動作として
は理論的に２つのモードのうち１つに落付くこと
を示している。換言するに、インバーターとして
は進み位相角かもしくは遅れ位相角のいづれかで
動作すると云うことである。しかしながら、イン
バーターの自然転流を用いる方式としては進みモ
ード（すなわち、電動機に進み電流を与える）の
みが実際において使用し得る。それ故、始動時に
おいて、そのシステム動作としては所望とする進
みモードに置かれるのを確実にする必要がある。 実際問題としては、電動機の初期過度リアクタ
ンスの影響により、インバーターの自然転流は直
ぐには行われない。その代り、各々の転流におい
ては重複角度ｕが存在し、その期間中、導通状態
に入るサイリスターと遮断に向つているサイリス
ターは同時に導通状態におかれる。かくして、前
に与えられているＶAVに対する表は次の如く改め
られる。 上式に基づいて、前述の式で与えられている力
率は次式で表わされる。すなわち； 特別な考慮を上述の初めの式に与えている今迄
の理論的解析からすると、電動機周波数或は電動
機速度インバーター２３の直流端子XYを横切つ
て現われる平均電圧に直接に比例している。従つ
て、その電動機速度は、平滑リアクトル４５を横
切つた比較的低い平均の電圧降下が無視できると
仮定すると、負荷には関係なく、印加される直流
電圧ＶDCに直接比例することになる。換言する
に、直流供給源４３にて見られる如く、同期電動
機／インバーター組合せは完全にレベル補償され
た直流電動機と同じように作用する。 前述の最後の式は、本考案の制御方式が変動す
る負荷と共にインバーターの点弧角を変えている
ことを示している。負荷が増加するにつれて、重
複角ｕは増大し、そしてインバーターの回復角δ
は減少する。電動機の端子電圧が一定であると云
う理論的仮定に基ずくと、そのインバーターの点
弧角（ｕ＋δ）は負荷の増大と共に増加する。こ
のことは第２図の波形に例示されており、そこで
の波形Ａは比較的軽負荷の場合を示し、波形Ｂは
全負荷の場合を示している。実際において、誘起
される電動機電圧の振幅は電機子反作用により、
負荷の増大により減少し、そして制御装置が点弧
角の減少する傾向を補償する。重複角の同時的増
加についての点弧角と電動機電圧の減少に関する
正味の影響は特定せる電動機の特性に依存する。
一般に、点弧角は負荷の増大に伴ない僅かばかり
減少する傾向がある。 本考案の動作についての前述の記載は、正常な
定常状態における運転に関係している。前にも示
されている如く、電動機の軸位置検知装置を使用
せずに電動機をある速度にさせねばならない問題
が存在する。速度制御のために誘起された電動機
電圧を検知する従来技術による装置において、始
動の際に誘起される低振幅すなわち“雑音性”電
圧は、その瞬時的レベルが点弧パルスの発生に関
与しない程度である。本考案において、この雑音
性電圧は問題ではない。と云うのは、レベル比較
が行われる前にインバーター電圧ＶXYが積分され
るからである。更に、レベル比較器３５は第１Ｂ
図にて例示されている如く、速度に関係なく電圧
Ｋの同一の固定されたレベルを不変的に検出す
る。制御回路２９は入力の瞬時レベルよりはむし
ろ平均値に応動する直線性の電圧対周波数転移特
性を持つた電圧制御発振器としての働きをする。
故に、一旦直流電圧がインバーターに印加される
と、この直流電圧か小さくても、“発振器”或は
制御回路２９に働らきかけて本来的に安定した態
様でインバーターの点弧パルスを作り出させる。 始動時におけるインバーターに自然転流を行わ
せるために、変調源４９が比較的高い周波数（イ
ンバーターの始動時の周波数に対して）のリツプ
ル成分をその印加された直流電圧ＶDCに重畳させ
るために利用されている。この配列をもつてすれ
ば、入力電圧の低い平均値において、インバータ
ー２３に供給される電流の波形は不連続でかつ比
較的高い周波数における一連の不連続
（discrete）状パルスから成つている。インバー
ター２３への平均直流入力電圧は零から増大さ
れ、点弧パルスは順序においてインバーターサイ
リスターを点弧するように付与されるので、不連
続な入力電流がその電動機巻線に対して連続的に
供給される。入力電流波形が不連続なために、イ
ンバーター２３はその電流を転流する義務から解
放され、本質的に、インバーター２３は始動期間
中における不連続な入力電流パルスの分配器とし
て作動する。かくして、仮りに電動機が始めに間
違つた位置に置かれるとしても、インバーターの
僅かな“切換時間”内に、その電動機の回転子は
自動的に安定位置に引き込まれるので、インバー
ターの転流に関する限りにおいては全く問題には
ならない。しかしながら、この配列の場合におけ
るインバーターは遅れ力率かもしくは進み力率の
いずれかにおいて、安定したモードで動作するこ
とになる。その入力電流が一連の不連続パルスか
ら成つている限り、その電流は誘起された電圧に
よるよりはむしろ直流入力側から効果的に転流さ
れるので、そのシステムはいづれかのモードにお
いて動作することができる。しかしながら、入力
電圧が上昇し、そしてその入力電流が連続になり
始めるにつれて、その出力電流は誘起された電動
機電圧により転流されなければならない。これは
インバーターが進みモード動作に設定された場合
にのみ達成され得る。もしも、インバーターが進
みモード動作に設定されると、直流入力電圧ＶDC
のそれ以上の増加は最終の所望の速度設定まで電
動機を順調に加速させる。 他方、もしもインバーターが遅れ力率を与えて
いる安定な動作モードに設定されるとすると、イ
ンバーターは、連続的となつた場合の電流を転流
することができない。もしも、そのインバーター
が電流を転流できないとすると、比較的大きい電
流が故障したインバーターを介して直流源４３か
ら引き出され、電動機１５は同期しなくなる。
こゝで開示されている特定の例を含めた多くの応
用において、始動がうまく行かない場合には直流
入力電圧を零に簡単にリセツトし、そして適当に
安定した動作モードが達成されるまで試行錯誤を
繰返しながら始動を続けることが受け入れられ
る。これは直流源４３にてインバーターに供給さ
れる電流を決定する電流検出或は検知装置５１を
利用することより達成される。再始動回路５３
は、電流検出装置５１にて検出される電流が転流
失敗を示す所望のレベルを越えた時点を判定し、
直流源が零に戻され、そして徐々に増加する電圧
ＶDCを再び供給し始めるために利用されている。
統計的に見るに、電動機が所望の進みモードで始
動するのには50％の確率が存在する。かくして、
電動機は数回の試行錯誤後に完全な動作状態に入
る。勿論、実際において、この試行錯誤動作は完
全に自動的であるので、外部的には、こうした現
象が見えるものではなく、電動機は10分の数秒内
には事実上正しい方向で始動する。 この駆動装置は高速度直接駆動遠心型コンプレ
ツサーのために開発されたので、この特定の応用
に対する第１図の配列の使用が第３図において例
示されている。理解に便利なように、第３図での
第１図相当の構成要素は第１図の参照符号にダツ
シユをつけて示されている。 この特定の応用における制御可能な直流源４３
は３相60Hzの交流源５５から供給されるセミコン
バーター４３′となつていることに注意された
い。セミコンバーター４３′はシリコン制御整流
器Ａ，ＢおよびＣの如き３つのサイリスターを有
しており、その各々は対応せるダイオードＤA，
ＤBおよびＤCと直列に接続されている。セミコン
バーター点弧パルス回路５７は点弧パルスを適当
な順序でサイリスターＡ，ＢおよびＣのゲートに
分配する。点弧パルス回路５７の点弧パルスの位
相制御はセミコンバーター４３′の出力に作り出
される直流電圧の大きさを決定するのに利用され
る。この型式の制御すなわち調整はセミコンバー
ター位相角制御回路５９により決定される。調整
回路４７′はセミコンバーター位相制御回路５９
にて行われる制御を調整する。 前に示された如く、調整回路４７′はそのシス
テムの始動に際し徐々に増大する信号を供給する
ので、電動機１５′は所定の徐々な段階を経て全
速にまでもたらされる。かくして、調整回路４
７′はそのシステムの初めての励磁に際し始動信
号を発生する始動信号発生器６１を持つている。
その始動信号は予め決められた勾配を持つ徐々に
増加するランプ信号を発生するランプ信号発生器
６３に供給される。このランプ信号はセミコンバ
ーター位相角制御回路５９に印加され、セミコン
バーター４３′にて作り出される直流電圧にラン
プ信号として徐々に増加する特性を持たせる。 再始動回路５３′が幾分詳細に例示されれてい
る。異常始動基準源６５は異常始動として過大電
流を示している異常始動電流レベル基準信号を与
える。異常始動比較器回路６７は異常始動電流レ
ベル基準信号と電流検出器５１′にて発生される
信号とを比較する。もしも、検出器５１′にて感
知された電流が異常始動電流レベル基準信号にて
表わされている電流レベル以上であるとすると、
異常始動電流比較器６７はそのランプ信号の形成
を要開するためにランプ信号発生器６３をリセツ
トする出力信号を作り出す。リセツト構成として
はナンドゲート６９およびリセツト回路７１を含
んでいる。 インバーター２３′にて引き出された正常な負
荷電流は異常な始動電流レベルの基準を越えるの
で、セミコンバーター４３′にて作り出された直
流電圧がある大きさを越えた後は再始動回路５
３′を無能にすることが望ましい。再始動回路５
３′が無能にされるレベルは窓基準源７３にて成
立され、それは、その再始動回路５３′をカツト
オフすることが望まれる点を示している窓基準信
号を発生する。窓基準信号はランプ信号発生器６
３からのランプ信号と共にランプ比較回路７５に
印加されれる。ランプ比較器７５はそのランプ信
号が窓基準レベル信号を越えるまで出力を作り出
す。この点において、論理“１”はナントゲート
６９から除去され、そして異常始動比較器６７に
よる論理“１”の発生のランプ信号発生器６３の
再始動を阻止する。セミコンバーター４３′を使
用すれば、セミコンバーター４３′はそれの直流
出力に重畳される180Hzの基準周波数を伴なうリ
ツプル電圧成分を作り出すので、始動時における
不連続電流を発生させるのにインバーターに印加
される直流電圧を変調する必要はない。それ故、
平滑リアクトル４５′が適当に設計されておれ
ば、直流電圧の低い値でインバーター２３′に供
給される電流は自然に不連続となる。 始動期間中、不連続電流が第４図の波形Ａにて
理想的な形で例示されている如く現われる。対応
せる理想化された直流端子電圧ＶXYが第４図の波
形Ｂにおいて例示されている。そこには電流にお
ける不連続性に対応した直流電圧における不連続
性の結果として発生するある空所（Void）７７
があることに注意を要する。こうした電圧の空所
７７は電動機１５′の逆起電力がその無効時間中
に非導通サイリスターにて阻止されるので積分器
３１′の動作をかえる。かくして、その空所は積
分された実際の電圧時間積から差し引かれて、点
弧パルスに対してそれの予定時刻よりも遅れて現
われるようにさせる。これは力率を遅れの方向
（小さい力率角）に変える結果となる。小さな力
率角は、転流時間が減少されるので、転流失敗の
原因となる。この問題を解決するために、ダイオ
ード７９および抵抗器８１，８３を含む波形整形
回路が利用されている。抵抗器８１および８３の
各々はそれぞれの直流端子Ｘ或はＹに接続されて
いる端部を持つている。ダイオード７９は３つの
組合せにおいて配列されており、各対は抵抗器８
１および８３の他端間で直列に接続されている。
ダイオードの各通路の中点は対応せる対のサイリ
スターＡ１−Ａ２，Ｂ１−Ｂ２或はＣ１−Ｃ２の
中点に接続されている。第４図の波形Ｃはダイオ
ード７９の出力に現われる全波形整流された出力
電圧を例示している。この電圧が空所７７を充填
する方法は第４図の波形Ｄにて示されている。 実際の場合、サイリスターはそれを導通状態に
維持するには比較的高い電流を必要とする。この
ことは抵抗器８１および８３がそれを実施するに
はかなり小さいことを意味している。しかしなが
ら、それはサイリスターを連続的に導通状態に維
持する始動法の目的とは相反することであり、そ
して必要なことは整流された電動機電圧を抵抗器
３９および４１に加えることである。これは第３
図に示す抵抗８１および８３が抵抗器３９′およ
び４１′の値の約1/10とするのが実用的に望まし
いことをいつており抵抗３９′および４１′が高抵
抗電力信号レベル抵抗であり抵抗８１および８３
は又比較的低電力抵抗で、サイリスタを通電し続
けるにはむかない。 空所は正確に満たされない（第４図での波形Ｄ
を参照）が、しかし点弧パルス回路２５′にて発
生される点弧パルスは波形整形回路が利用されて
いない場合の如く、その位置から外れることはな
い。故に、積分器３１′は本質的に連続的である
電圧を積分し、他方不連続なすなわち断続電流が
なおも電動機１５′に印加される。第３図の応用
における本考案の使用に対する完全な回路図が第
５〜第１１図において例示されている。第５図は
後続の図においてより詳細に示されている回路の
一部を抽出したものである。タイミング変成器８
５（第６図に詳細に示されている）は第３図での
ブロツク５９の位相角制御情報を与える。セミコ
ンバーター４３′とインバーター２３′が第７図に
おいて詳細に示されている。 電動機制御発振器、始動および過電流セグメン
ト８７（第８図において詳細に例示されている）
は第１Ａ図における制御回路２９のタイミング制
御パルスを与えて点弧パルス回路２５により点弧
パルスを適切に発生させる。このセグメントはま
だ始動論理部を含み、もしもその電動機が好まし
くない遅れ力率モードにおいて走行し始めるなら
ば、そのシステムを再始動させる。過電流検出論
理回路がその装置内に備えられていて、もしも危
険な状態がそのシステム内に現われるときに、電
動機１５での直流環状電流を短絡するためにイン
バーターに云わゆる“クローバー”効果
（“crowbar”effect）を導入するように指令を与
え、セミコンバーター４３の位相を戻させる信号
をセミコンバーター制御装置に与える。 尚クローバーとは短い切換えで例えば第１Ａ図
の正負の線XYの間に直列にある２つのサイリス
タA1，A2をゲートすることにより線XY間に効果
的な短絡回路が与えられることである。 この後者による回路は、永久磁石型回転子がこ
の特定の実施例において用いなられることになつ
ており、更に回転子が電動機内の過電流により減
磁されるのを避けるために必要とされる。 電動機制御インバーター駆動セグメント８９は
インバーターサイリスターに対する点弧パルスの
発生を制御する。始動中における電流は不連続で
あるので、インバーターサイリスターに対して連
続せるゲート駆動が必要である。電動機制御イン
バーター駆動セグメント８９はそのインバーター
サイリスターに対して“ピケツトフエンス”出力
（“picket fence” output）を与え且つ分配す
る。尚ピケツトフエンスとは、サイリスターをゲ
ートするために単一巾広パルスに代わるように用
いられる狭いパルス列を意味する。これはパルス
列位広巾の単一パルスを発生することにより長い
列の狭いパルスを発生することが更に便利なこと
があるからである。 この型式の出力は実際には連続していないけれ
ども、そのパルスの周波数は、電動機周波数およ
びセミコンバーター切換周波数と比較して非常に
高いため、始動中、そのゲート駆動が実用として
連続的であるように見えるようなものである。セ
グメント８３は第９図において詳細に示されてい
る。 セミコンバーター制御セグメント９１はセミコ
ンバーター４３′の論理制御出力電圧を与える。
この回路は位相鎖錠された発振器点弧パルス発生
器から成つている。この回路はまたピケツトフエ
ンス駆動を与え、それのピケツトはインバーター
駆動ピケツトと同期されている。この同期は電流
が始動時において不連続であり、セミコンバータ
ーサイリスターがパルス駆動されるときには常に
適当な対のインバーターサイリスターも同時にパ
ルス駆動されるのを確保するのに必要なのであ
る。前にも述べた如く、始動ランプが回路に含ま
れていて、電動機が徐々に加速を達成するのに必
要とされる零から最大までの電圧ＶDCの円滑な進
行を与えている。第１０図にはセミコンバーター
制御セグメント９１のブロツク図が示されてい
る。ランプ信号発生器６３はランプ信号を差動増
幅器並びに積分器９３にランプ信号と路線９５上
に現われる帰還電圧との間の差に基づく出力誤差
信号を発生することは明らかである。その誤差信
号は必要な動作周波数を発出するように電圧制御
型発振器９７に印加される。電圧制御型発振器９
７からのパルス列はそのパルスを逆計数しそして
ピケツトフエンス論理回路１０１への伝達を行な
うのに適した波形に多重化する分配論理回路９９
に伝達される。論理回路１０１のピケツトフエン
ス出力はパルス増幅器１０３に通過さられそして
セミコンバーター４３′における半導体のゲート
回路に伝達される。端部停止検出器１０５は電圧
制御型発振器９７にて発生されるパルスが線路と
同期されることを確実にする。端部停止検出器１
０５の出力は偽似セミコンバーター帰還回路１０
９に接続されている端部停止発生器１０７にて決
定される。この後者の回路は帰還制御を行なうた
めに使用されておりそして制御回路レベルにおい
て各種コンバーター波形を同期化させる。端部停
止発生器１０７と偽似セミコンバーター帰還回路
１０９とは適当な位相角情報を与えるべくタイミ
ング変成器８５にて供給される。セミコンバータ
ーセグメント９１の一層詳細な例が第１１図に含
まれている。 第６〜９図および第１１図の完全な説明は明細
書としての記載をやたらと長くするだけなので
こゝで省略する。基本回路についての前述の記載
は発明を十分に述べており、これらの付加的図面
があれば当業者においては作動する回路を容易に
構成することができるものと思われる。第６〜９
図および第１１図における回路素子における適切
な仕様と馬力関係を下に示す。 第６図：タイミング変成器 巻線１−２，３−４：各々2500ターン 巻線５−６，７−８：各々70ターン 鉄心：TH56“Ｅ” 第７図：セミコンバーターおよびインバーター F101，F102，F103，F104； フユーズ
250A L102，L103，L104；リアクトル 15μＨ SR101，SR102，SR103；
ボルトラツプ 3CA450A DA，DB，DC；ダイオード 783ZD SCR−Ａ，SCR−Ｂ，SCR−Ｃ；
サイリスター 273ZD R101，R102，R103； 抵抗器 25Ω 2W C101，C102，C103，C104，C105， C106，C107，C108，C109；
コンデンサー 0.15μＦ L101：リアクトル 3mH SR104，SR105： ボルトラツプ 1AA30AC DCシヤント：PS851（200A，100mV） D116；ダイオード IN645 D117，D118，D119，D120；
ダイオード、IN4148 R107；抵抗器 30KΩ 20W １％ R108；抵抗器 1KΩ1/2Ｗ １％ R109，R110；抵抗器 1KΩ 5W D101，D102，D103，D104，D105，D106；
ダイオードIN5399 SCR−１，SCR−２，SCR−３，SCR−４，
SCR−５，SCR−６； サイリスター2732Z R111〜R116；抵抗器 25Ω30W 無誘導 L105〜L110； フエロツクスキユー・リングコア 528T500−
3C5 第８図 電動機制御器回路 IC301，IC302；集積回路μＡ 741 IC303，IC304，IC305； 集積回路μA709 IC306，IC307；集積回路MC667 IC308，IC309，IC310； 集積回路 MC672 Q301；トランジスター 2N3799 Q302，Q304，Q305；
トランジスタ ー2N2222A Q303； ユニジヤンクシヨン・トランジスタ ー
D13T1 D301〜D310，D312； ダイオード IN4148 D311；ダイオード IN748 R301〜R303，R311，R336，R339，R340；
抵抗器 1KΩ 1/4Ｗ ５％ R304；抵抗器 5.1Ω 1/4Ｗ ５％ R305；抵抗器 1MΩ 1/4Ｗ ５％ R306；抵抗器 680Ω 1/4Ｗ ５％ R307，R342； 抵抗器 10KΩ 1/4Ｗ ５％ R308，R317； 抵抗器 5KΩ 1/4Ｗ ５％ R309；
調整タツプ付抵抗器 10KΩ 1/4Ｗ ５％ R310；抵抗器 12KΩ 1/4Ｗ ５％ R312；抵抗器 5.11KΩ 1/4 Ｗ ５％ R313，R314，R315，R316；
抵抗器 51.1Ω 1/4Ｗ ５％ R318，R319，R323，R324，R331，R332；
抵抗器 20KΩ 1/4Ｗ ５％ F320，R328，R333；
抵抗器 5.1MΩ 1/4Ｗ ５％ R321，R329，R334； 1.8KΩ 1/4Ｗ ５％ R322，R330，R335；
抵抗器 2KΩ 1/4Ｗ ５％ R325，R326，R327；調整タツプ付抵抗器 1KΩ 1/4 Ｗ ５％ R337，R338；
抵抗器 4.75KΩ 1/4Ｗ ５％ R341；抵抗器 0.5KΩ 1/4 Ｗ ５％ C301；ポリカーボネート・コンデンサー
0.68μＦ 10％ C302，C304；コンデンサー 0.01μＦ 50V
20％ C303；コンデンサー 750PF 50V 20％ C306，C308，C310；コンデンサー 10PF
50V 20％ C307，C309，C311；コンデンサー 3PF 50V 20％ C312；コンデンサー 700PF 50V 20％ C313，C314；コンデンサー 0.015μＦ
50V 20％ C315； コンデンサー 0.0068μＦ 50V 20％ 第９図：電動機制御器−インバーター駆動回路 IC401，IC402；集積回路 MC663 IC403，IC405，IC407，IC417；
集積回路 MC668 IC404，IC406，IC408； 集積回路 MC671 IC409，IC413，IC418， IC419；
集積回路 MC670 D401〜D409；ダイオード IN4148 D410；ダイオード IN645 D411；定電圧ダイオード IN748 D412；定電圧ダイオード IN3041 Q401；トランジスター 2N2405 R401〜R406，R409；
抵抗器 15KΩ 1/4Ｗ ５％ R407；抵抗器 470KΩ 1/2Ｗ ５％ R408；抵抗器 100Ω 8W ５％ C401〜C406； コンデンサー 0.015μＦ 50V 20％ C407；
コンデンサー 0.0027μＦ 50V 20％ C408，C410，C412； コンデンサー １μＦ 50V 20％ C409，C411，C413； コンデンサー0.1μＦ
50V 20％ 第１１図：セミコンバーター制御回路 IC201；集積回路 A741 IC202，IC204；集積回路 MC672 IC203；集積回路 MC663 IC205，IC206；集積回路 MC662 IC207，IC208，IC209； 集積回路MC668 Q201，Q203，Q205； トランジスター
2N2907 Q202，Q206，Q208〜Q210；
トランジスター 2N2222A Q204； ユニジヤンクシヨン・ トランジスター
D13T1 Q207；トランジスター 2N5262 Q211〜Q213； トランジスー 2N2405 D201〜D242（D204，D211， D217〜D219，D239を除く）；
ダイオード 1N4148 D204； 定電圧ダイオード 1N959 8.2V D211，D243〜D245；定電圧ダイオード 1N748 3.9V D217〜D219；ダイオード R6235 D239；定電ダイオード 1N3826A 5.1V 1W ５％ D246〜D248；ダイオード 1N645 D249；定電圧ダイオード 1N3041 75V 1W R201；抵抗器 2KΩ 1/4Ｗ ５％ R202；抵抗器 5.1KΩ 1/4Ｗ ５％ R203，R213； 抵抗器 24KΩ 1/4Ｗ ５％ R204，R214，R217，R222； 抵抗器 Ｋ ＫΩ 1/4Ｗ ５％ R205；抵抗器 6.2KΩ 1/4Ｗ ５％ R206，R207，R212，R232；
抵抗器 10KΩ 1/4Ｗ ５％ R208；抵抗器 430KΩ 1/4Ｗ ５％ R209；抵抗器 1MΩ 1/4Ｗ ５％ R210；抵抗器 200Ω 1/4Ｗ ５％ R211；抵抗器 2MΩ 1/4Ｗ １％ R215；抵抗器 300Ω 1/4Ｗ ５％ R216；抵抗器 680Ω 1/4Ｗ ５％ R218，R219； 抵抗器 20KΩ 1/4Ｗ １％ R220，R221； 抵抗器 75KΩ 1/4Ｗ １％ R223；抵抗器 ５Ω 1/4Ｗ ５％ R224，R225，R233，R241；
抵抗器 20KΩ 1/4Ｗ ５％ R226； 抵抗器 ４，3KΩ 1/4Ｗ ５％ R227；10ターントリムポテンシヨメータ
ー50KΩ R235〜R240，R246〜R248，R252〜R254；
抵抗器 15KΩ 1/4Ｗ ５％ R242；抵抗器 200Ω 1W ５％ R243〜R245； 抵抗器 470Ω 1/2Ｗ ５％ R249〜R251；抵抗器 100Ω 8W ５％ R255；10ターントリムポテンシヨメーター 200KΩ C201，C209〜C211； コンデンサー0.015μＦ 50V 20％ C202；コンデンサー 0.01μＦ 50V 20％ C203，C204；コンデンサー
0.47μＦ 50V 20％ C205；コンデンサー 500μＦ 15V 20％ C206，C207；コンデンサー
0.005μＦ 50V 20％ C208；コンデンサー 0.0068μＦ 50V 20％ C212，C214，C216；コンデンサー １μＦ 50V 20％ C213，C215，C217；コンデンサー 0.1μＦ 50V 20％ 本考案による方式を整流子なしの直流電動機駆
動装置に使用することにより、電動機の速度を電
子的に調整するのを可能にする。前述の式からし
て、インバーターの出力の周波数は次式にて表わ
されることが解る。すなわち； ＝ＶAV／6K こゝで提案される速度制御方式の主な課題は所
望とする安定した運転速度に対応せる上限をの
値に置くことである。これはその周波数を一定に
保つようにＫの値を調整する閉成されたループ制
御にて実施される。この速度制御方式の機械的ブ
ロツク図が第１２図に例示されている。 参照を容易にするために、第１図の要素に対応
する第１２図の構成要素には原則として同一の参
照符号が付与されている。かくして、第１Ａ図に
おいて例示されていないパルス整形回路１１１
は、そねが点弧パルス回路２５″とリセツト回路
３７″に供給される前に交叉（crossover）検出器
３６″の出力を整形する。パルス整形回路１１１
の出力はまた速度制御回路１１５内における平均
化回路１１３に印加される。平均化回路１１３は
点弧パルス回路２５″に印加されるタイミングパ
ルスの平均値に比例する直流出力電圧V2を発生
する。電圧V2は抵抗器１１７を介して差動増幅
器回路１１９に通過される。別な直流電圧V1が
抵抗器１２１を介して差動増幅器回路１１９の他
の入力に接続されている。電圧V1は電動機の所
望とする定常状態の運転速度を表わしている固定
の直流電圧である。差動増幅器回路１１９の作用
の結果として、基準信号K2がダイオード１２３
を介して総合回路１２５に通過せられる。基準信
号源１２７にて作り出される別な基準信号K1は
また総合回路１２５に供給される。総合回路１２
５の出力は基準信号Ｋとなる。 平均化回路１１３に印加されるタイミングパル
スは一定な幅と振幅を持つているので、電圧V2
はインバーター周波数の直接測定値である。電
動機速度が所望の運転速度（すなわち、加速およ
び減速中）以下であるとき、V2は常にV1よりも
小さく、差動増幅器回路１１９の出力は負で、し
かもK2は零に等しい。かくして、こうした状況
において、その速度制御回路１１５はそのシステ
ムの動作には影響せず、そしてＫはK1に等し
い。しかしながら、周波数がV1に相当する設定
レベルを越えようとするときには常に、V2はV1
よりも大きくなり、そして差動増幅器回路１１９
の出力は急激に正に行うことする。かくして、
K2は増大し、ＫはK1＋K2になり、その周波数は
所望の設定値に実質的に維持される。従つて、周
波数の閉成されたループ制御は自動的に維持さ
れ、そこで周波数を表わしている電圧V2は所望
の運転速度に相当し且つ電圧V1にて表わされる
予め設定された制限値に近ずく。実際の場合、こ
のシステムは、K2が零に等しいとき、電動機の
所望とする運転速度が、60Hzの最低の入力電圧に
おいて入力コンバーターが充分にオンされること
を条件として、得られるように設計されている。
そのために、最低値を越える入力電圧の増加は速
度制御回路を動作状態に持ち込み、以つて、イン
バーター直流電圧の増大について所望の設定速度
を維持する。 積分器３１″の入力における電圧を適当な所定
のレベルに単に固定することは、その積分器の入
力における電圧波形に対する総合的歪の点からし
て、好ましくないので、比較的複雑な速度制御回
路１１５を必要とする。かゝる波形歪みはインバ
ーターから送り戻される情報についての詳細な瞬
間的な内容を破壊しそして不安定な動作モードと
なる。
【図面の簡単な説明】
第１Ａ図は本考案の好ましき実施例の概略ブロ
ツク図、第１Ｂ図は第１Ａ図の実施例における一
定時間積分方法の効果を例示している概略波形
図、第２図は異なる負荷条件に対して第１Ａ図の
インバーターに現われる直流電圧の概略図、第３
図は特定の応用における第１Ａ図の実施例の使用
を例示している概略回路図、第４図は第３図に含
まれている波形整形回路の効果を例示している一
連の概略波形図、第５図は第３図の実施例のより
詳細な配列のブロツク図、第６図は第５図の回路
におけるタイミング変成器を例示している概略
図、第７図は第５図の配列において利用されてい
るセミコンバーターとコンバーター回路を例示し
ている概略回路図、第８図は第５図配列における
制御回路の第１の部分の概略回路図、第９図は第
５図の配列における制御回路の第２の部分の概略
回路図、第１０図は第５図の配列におけるセミコ
ンバーターに対する制御回路の概略ブロツク図、
第１１図は第５図の配列におけるセミコンバータ
ー制御回路をより詳細に例示している概略回路
図、そして第１３図は本考案に関連して利用され
る速度調整回路の概略ブロツク図である。 なお図中主な構成要素と参照番号との関係は以
下の通りである。１５：三相同期電動機、１７，
１９，２１：電機子巻線、２３：インバーター、
２５：点弧パルス制御回路、２７：ゲート、２
９：制御回路、３１：積分器回路、３３：積分器
基準源、３４：総合回路、３５：レベル比較器、
３６：交叉検出器、３７：リセツト回路、３９，
４１：抵抗器、４３：直流源、４５：平滑リアク
トル、４７：調整回路、４９：変調源、５１：電
流検出装置、５３：再始動回路。

Claims (1)

    【実用新案登録請求の範囲】
  1. 電機子巻線を持つ交流同期電動機１５′と、複
    数の選択的に駆動可能なサイリスタの如き切換装
    置を含み且つ該切換装置の選択的駆動にて決定さ
    れる如く前記電機子巻線に電気的エネルギーを与
    えるのに直流電源に接続されている直流側と前記
    電動機の電機子巻線に接続されている交流側とを
    有するインバーター回路２３′と、前記切換装置
    を選択的に駆動するのに点弧パルスを発生する点
    弧パルス手段２５′と、前記点弧パルスの発生を
    制御するように前記点弧パルス手段に供給される
    一連のタイミングパルスを与えるための制御手段
    ２９′と、交流電源電圧に対し可調整値の直流電
    圧を生じるセミコンバータ回路４３′と、交流電
    源とを直列的に接続し、更に前記インバーター回
    路２３′に供給される直流源での電圧が完全な大
    きさに到るのに徐々に形成されるようにするため
    にセミコンバータ回路４３′に接続される調整手
    段４７′を有しており、前記インバーター回路２
    ３′は３対のサイリスターを含み各対のサイリス
    ターは前記可調整直流電圧と直列に接続され前記
    電動機１５′の各電機子巻線は各対のサイリスタ
    ーの夫々の中間点に一端を接続し、他端は共通点
    に接続してあり、又前記制御手段２９′は前記イ
    ンバーター回路２３′に加えられる直流電圧を積
    分するための積分器回路３１′と、予め定められ
    た電圧−時間積分値をあらわす積分器の基準レベ
    ル信号を生ずるための積分器基準源３３′と、前
    記積分器回路３１′の出力と前記積分器基準源の
    出力レベル信号を比較してタイミングパルスを生
    じるための積分器比較回路３４′と、各タイミン
    グパルスの発生に際して新らしい操作サイクルで
    前記積分器回路３１′を始動させるリセツト回路
    ３７′とを備えており、前記調整手段４７′はその
    システムの初めての励磁に際し始動信号を発生す
    る始動信号発生器６１と、前記セミコンバータ回
    路４３′を制御するのに用いられるランプ信号を
    発生し、又前記ランプ信号の発生を再開するため
    にリセツトされうるようにしたランプ信号発生器
    ６３とを備え、又前記セミコンバータ回路７３′
    から引き出される電流を決定するための電流検出
    手段５１′を有し、更にセミコンバータ回路４
    ３′の制御回路５３′は異常始動電動レベル基準信
    号と前記電流検出手段５１′にて発生される信号
    とを比較するための異常始動比較回路６７と、前
    記異常始動電流レベル基準信号の大きさの前記セ
    ミコンバータ回路４３′より引き出された電流が
    もはや異常始動をあらわさない前記ランプ信号レ
    ベルをあらわす窓基準信号を与えるための窓基準
    源７３と、前記ランプ信号発生器６３からのラン
    プ信号を前記窓基準信号と比較してより小さい時
    にのみ窓信号出力を発生するためのランプ比較器
    ７５と、そして前記異常始動比較器６７とランプ
    比較器７５とを比較して信号が生じる時にのみ前
    記ランプ信号発生器６３をリセツトするためのリ
    セツト手段７１とを備えることを特徴とする無整
    流子直流電動機駆動装置。
JP1984032260U 1973-09-11 1984-03-06 無整流子直流電動機駆動装置 Granted JPS6028496U (ja)

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US396165 1995-02-27

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JPS6028496U JPS6028496U (ja) 1985-02-26
JPS6116797Y2 true JPS6116797Y2 (ja) 1986-05-23

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JP49103964A Pending JPS5063427A (ja) 1973-09-11 1974-09-11
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BE (1) BE819755A (ja)
DE (1) DE2443120A1 (ja)
ES (1) ES429977A1 (ja)
FR (1) FR2243548A1 (ja)
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IT (1) IT1024019B (ja)
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