JPS6119140B2 - - Google Patents
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- JPS6119140B2 JPS6119140B2 JP10108078A JP10108078A JPS6119140B2 JP S6119140 B2 JPS6119140 B2 JP S6119140B2 JP 10108078 A JP10108078 A JP 10108078A JP 10108078 A JP10108078 A JP 10108078A JP S6119140 B2 JPS6119140 B2 JP S6119140B2
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- JP
- Japan
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- variable
- circuit
- antenna
- stage amplifier
- capacitance
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 3
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/18—Input circuits, e.g. for coupling to an antenna or a transmission line
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
本発明は主としてAMカーラジオのアンテナ入
力回路に最適な信号受信回路に関し、AMカーラ
ジオに特有のアンテナ部と受信機入力部を同軸ケ
ーブル、あるいはシールド線で接続したときの問
題点を解決しようとするものである。また、本発
明は可変容量素子によりアンテナ入力回路部の同
調をとることを提案するものであり、電子同調型
AMカーラジオの入力回路に好適なものである。 さらに本発明の他の目的は、AM受信バンド内
において、アンテナ入力回路部での感度変化を極
力少なくしようとするものである。 まず、第１図は、一般的なカーラジオ用ホイツ
プアンテナおよびアンテナ部からカーラジオアン
テナ入力端子部までのアンテナ接続ケーブルを考
慮に入れた場合のアンテナ入力端子部からアンテ
ナ側をみたときのAMバンドにおけるアンテナ等
価回路であり、一般的には固定抵抗素子R1＝50
Ω、固定容量素子C2＝15PF、固定容量素子C2＝
65PFが妥当な値として採用されている。 第２図は、AMカーラジオ初段増幅器とアンテ
ナ入力端子の間に設けられているところの周波数
選択回路の従来例の１つであり、この第２図には
第１図に示すアンテナ等価回路も合わせて示して
いる。 第２図に示すR1，C1，C2，ｅSは第１図に示す
ものと同じアンテナ等価回路であり、初段増幅器
Ａの入力同調回路はインダクターL1、容量素子
C3で示されている。同調周波数はL1またはC3を
可変にすることにより可変されるが、通常のカー
ラジオでは第２図に示すように容量素子C3とC2
は並列になつており、容量素子C3を可変にした
場合には容量素子C2のため同調回路の同調周波
数の可変範囲は狭められるという問題がある。 すらわち、容量素子C3として通常使用されて
いるようなAM用バリコン、あるいは現状で入手
の容量素子C2が65PF程度と大きいため、第２図
に示す同調回路で、AMバンドの全域
（525KHz）をカバーすることは困難である。 そのため、通常のAMカーラジオではインダク
ターL1を可変にする、いわゆるバリミユー型の
同調回路が採用されている。 しかし、電子同調型のAMカーラジオを構成す
る場合には、上記インダクターL1の値を電子的
に安定に変化させることは温度特性などの点で問
題がある。 したがつて、現状の電子同調型のAMカーラジ
オでは、アンテナ入力回路の同調は十分にとらず
に初段増幅器の入力端にアンテナから得られる信
号を加えている場合が多い。 しかし、この場合にはAMバンド内に存在して
いる多くの放送波が初段増幅器の入力端に加えら
れるため初段増幅器において、混変調ひずみ、相
互変調ひずみが生じやすく、また、スーパーヘテ
ロダイン型受信機においてはイメージ妨害も受け
やすい。 本発明は上記の欠点を解消するためAMカーラ
ジオにおいて、アンテナ入力回路部に、現状で入
手容易な特性を有するAM用バリコンまたは可変
容量ダイオードを用いて周波数可変の同調回路部
を構成し、これにより、同調周波数を調整できる
πマツチ型アンテナ入力回路部を導入することを
提案するものである。 第３図は、本発明の一実施例を示す回路図であ
り、ｅS，R1，C1，C2で示すアンテナ等価回路は
第１，２図に示すものと同じである。 πマツチ回路は固定容量素子C3、インダクタ
ーL2、および可変容量素子C4で構成されてい
る。 第４図は第３図に示す入力回路部の特性をより
わかりやすくするために書き換えたものであり、
第３図と同じ記号のものは同一素子を示す。この
第４図において、C23は第３図に示す固定容量素
子C2とC3を並列接続したものである。 第４図において、初段増幅器Ａの入力インピー
ダンスは、使用周波数において可変容量素子C4
のインピーダンスよりずつと大きな値を有するも
のとし、固定容量素子C1、固定抵抗素子R1の直
列接続された信号源ｅS側のインピーダンスも使
用周波数において容量C23のインピーダンスより
ずつと大きな値を有するものとする。 この場合、第４図における同調周波数foは次式
で示される。 また、第４図に示すR2はインダクターL2のの
Ｑから等価的に導入されたものであるが、これは
次式で示される。 R2＝２πfoL2Q ……(2) また、同調周波数において、信号源の側から同
調回路の容量C23をみた場合のインピーダンスR3
はほぼ次式で表わされる。 R3＝（Ｃ４／Ｃ４＋Ｃ２３）２・R2 ……(3) したがつて、信号源ｅSから得られる容量C23の
両端の電圧ＶC23は同調周波数において、 ＶC23(S)＝ＳＣ１Ｒ３／１＋ＳＣ１（Ｒ１＋Ｒ３）・
ｅS(S)……(4) ただし、(4)式中のＳはラプラス変換の演算子で
ある。 第４図に示す同調回路の一部C23に流れる電流
は、同調周波数では、ほぼそのまま可変容量素子
C4に流れるため初段増幅器Ａへの入力電圧Voは
したがつて次式で表わされる。 Vo＝Ｃ２３／Ｃ４ＶC23 ……(5) 以上に示す(1)〜(5)式が第３図、第４図に示すア
ンテナπマツチ回路の同調周波数および同調時の
信号源ｅSから初段増幅器Ａへの伝達利得を定め
るものであるが、可変容量素子C4としてはでき
るだけ通常使用しているAM用バリコンまたは
AM用可変容量ダイオードを使用することが望ま
しい。 上記AM用バリコンまたはAM用可変容量ダイ
オードは通常固定されたインダクタンスを有する
コイルと並列接続されて使用されるものであり、
その容量変化比は、せいぜい15倍〜20倍である。
そして、これらの可変容量素子を回路部として実
装したときには、この可変容量素子と並列に一定
の値を有する寄生容量、増幅器の入力容量などが
加わるため、実装時の可変容量の変化比は素子本
来の有する変化比より小さくなる。 したがつて、第４図に示すような同調回路では
可変容量素子C4と直列に固定された容量C23が用
いられているため、可変容量素子C4として上述
の通常使用されているAM用バリコンまたは可変
容量ダイオードを用いた場合にはAMバンドの全
域をカバーしにくい場合が生ずる。 本発明は、上記の問題点を解消するため、第４
図に示す容量C23の容量値を可変容量素子C4の最
大容量値よりも大きく選定し、同調回路の同調周
波数可変範囲を広くして、AMバンド全域をカバ
ーしようとするものである。また、このように容
量C23を選定することにより、以下に示すように
広い同調周波数領域において信号源ｅSから初段
増幅器入力端までの信号伝達利得を一定に保ちバ
ンド内における感度傾斜を無くすることができ
る。 すなわち、容量C23が可変容量素子C4の最大容
量値よりも大きいとすれば、この可変容量素子
C4の可変範囲全域について、(1)式と(3)式はほぼ
下記に示す(1)式、(3)式で表わされる。また(4)式に
おいて固定容量素子C1は通常15PF程度、固定抵
抗素子R1は50Ω、インピーダンスR3は(3)式を考
慮すれば、小さな値となることが予想されるた
め、C1（R1＋R3）の時定数は、AMバンド内では
影響を及ぼさないような小さな値になし得るの
で、(4)式も（4′）式で示される。 R3≒（Ｃ４／Ｃ２３）2R2 ……（3′） ＶC23≒２πfoC1R3・ｅS ……（4′） 以上の（1′），(2)，（3′），（4′），(5)式を用
いて、
Vo／ｅSを求めれば以下に示す(6)式となり、可変
容量素子C4を変化させて同調周波数を変化させ
ても信号源から初段増幅器までの信号伝達利得は
Ｑが一定とすれば変化せず、バンド内における感
度傾斜を無くすることもできる。 Ｖｏ／ｅＳ＝Ｃ１／Ｃ２３ ……(6) (6)式に示されるインダクターL2のＱの変化は
AMバンド内において通常少ないものである。 以下に示す第１表は、第４図におけるインダク
ターL2を500μＨ、容量C23を1000PF，Ｑを100と
した場合に500KHzから1.6MHzまでを同調させ
るために必要な可変容量素子C4の値、および信
号源から初段増幅器までの信号伝達利得（Vo／
es）を示したものであり、可変容量素子C4の変
化範囲、信号伝達利得共に十分実用的であること
がわかる。 ただし、C1＝15PFとし、R1は無視した。 なお、初段増幅器Ａの入力インピーダンスを本
発明で採用し得る程度に大きくするには、通常の
ソース接地型FET増幅器を用いれば十分であ
る。
力回路に最適な信号受信回路に関し、AMカーラ
ジオに特有のアンテナ部と受信機入力部を同軸ケ
ーブル、あるいはシールド線で接続したときの問
題点を解決しようとするものである。また、本発
明は可変容量素子によりアンテナ入力回路部の同
調をとることを提案するものであり、電子同調型
AMカーラジオの入力回路に好適なものである。 さらに本発明の他の目的は、AM受信バンド内
において、アンテナ入力回路部での感度変化を極
力少なくしようとするものである。 まず、第１図は、一般的なカーラジオ用ホイツ
プアンテナおよびアンテナ部からカーラジオアン
テナ入力端子部までのアンテナ接続ケーブルを考
慮に入れた場合のアンテナ入力端子部からアンテ
ナ側をみたときのAMバンドにおけるアンテナ等
価回路であり、一般的には固定抵抗素子R1＝50
Ω、固定容量素子C2＝15PF、固定容量素子C2＝
65PFが妥当な値として採用されている。 第２図は、AMカーラジオ初段増幅器とアンテ
ナ入力端子の間に設けられているところの周波数
選択回路の従来例の１つであり、この第２図には
第１図に示すアンテナ等価回路も合わせて示して
いる。 第２図に示すR1，C1，C2，ｅSは第１図に示す
ものと同じアンテナ等価回路であり、初段増幅器
Ａの入力同調回路はインダクターL1、容量素子
C3で示されている。同調周波数はL1またはC3を
可変にすることにより可変されるが、通常のカー
ラジオでは第２図に示すように容量素子C3とC2
は並列になつており、容量素子C3を可変にした
場合には容量素子C2のため同調回路の同調周波
数の可変範囲は狭められるという問題がある。 すらわち、容量素子C3として通常使用されて
いるようなAM用バリコン、あるいは現状で入手
の容量素子C2が65PF程度と大きいため、第２図
に示す同調回路で、AMバンドの全域
（525KHz）をカバーすることは困難である。 そのため、通常のAMカーラジオではインダク
ターL1を可変にする、いわゆるバリミユー型の
同調回路が採用されている。 しかし、電子同調型のAMカーラジオを構成す
る場合には、上記インダクターL1の値を電子的
に安定に変化させることは温度特性などの点で問
題がある。 したがつて、現状の電子同調型のAMカーラジ
オでは、アンテナ入力回路の同調は十分にとらず
に初段増幅器の入力端にアンテナから得られる信
号を加えている場合が多い。 しかし、この場合にはAMバンド内に存在して
いる多くの放送波が初段増幅器の入力端に加えら
れるため初段増幅器において、混変調ひずみ、相
互変調ひずみが生じやすく、また、スーパーヘテ
ロダイン型受信機においてはイメージ妨害も受け
やすい。 本発明は上記の欠点を解消するためAMカーラ
ジオにおいて、アンテナ入力回路部に、現状で入
手容易な特性を有するAM用バリコンまたは可変
容量ダイオードを用いて周波数可変の同調回路部
を構成し、これにより、同調周波数を調整できる
πマツチ型アンテナ入力回路部を導入することを
提案するものである。 第３図は、本発明の一実施例を示す回路図であ
り、ｅS，R1，C1，C2で示すアンテナ等価回路は
第１，２図に示すものと同じである。 πマツチ回路は固定容量素子C3、インダクタ
ーL2、および可変容量素子C4で構成されてい
る。 第４図は第３図に示す入力回路部の特性をより
わかりやすくするために書き換えたものであり、
第３図と同じ記号のものは同一素子を示す。この
第４図において、C23は第３図に示す固定容量素
子C2とC3を並列接続したものである。 第４図において、初段増幅器Ａの入力インピー
ダンスは、使用周波数において可変容量素子C4
のインピーダンスよりずつと大きな値を有するも
のとし、固定容量素子C1、固定抵抗素子R1の直
列接続された信号源ｅS側のインピーダンスも使
用周波数において容量C23のインピーダンスより
ずつと大きな値を有するものとする。 この場合、第４図における同調周波数foは次式
で示される。 また、第４図に示すR2はインダクターL2のの
Ｑから等価的に導入されたものであるが、これは
次式で示される。 R2＝２πfoL2Q ……(2) また、同調周波数において、信号源の側から同
調回路の容量C23をみた場合のインピーダンスR3
はほぼ次式で表わされる。 R3＝（Ｃ４／Ｃ４＋Ｃ２３）２・R2 ……(3) したがつて、信号源ｅSから得られる容量C23の
両端の電圧ＶC23は同調周波数において、 ＶC23(S)＝ＳＣ１Ｒ３／１＋ＳＣ１（Ｒ１＋Ｒ３）・
ｅS(S)……(4) ただし、(4)式中のＳはラプラス変換の演算子で
ある。 第４図に示す同調回路の一部C23に流れる電流
は、同調周波数では、ほぼそのまま可変容量素子
C4に流れるため初段増幅器Ａへの入力電圧Voは
したがつて次式で表わされる。 Vo＝Ｃ２３／Ｃ４ＶC23 ……(5) 以上に示す(1)〜(5)式が第３図、第４図に示すア
ンテナπマツチ回路の同調周波数および同調時の
信号源ｅSから初段増幅器Ａへの伝達利得を定め
るものであるが、可変容量素子C4としてはでき
るだけ通常使用しているAM用バリコンまたは
AM用可変容量ダイオードを使用することが望ま
しい。 上記AM用バリコンまたはAM用可変容量ダイ
オードは通常固定されたインダクタンスを有する
コイルと並列接続されて使用されるものであり、
その容量変化比は、せいぜい15倍〜20倍である。
そして、これらの可変容量素子を回路部として実
装したときには、この可変容量素子と並列に一定
の値を有する寄生容量、増幅器の入力容量などが
加わるため、実装時の可変容量の変化比は素子本
来の有する変化比より小さくなる。 したがつて、第４図に示すような同調回路では
可変容量素子C4と直列に固定された容量C23が用
いられているため、可変容量素子C4として上述
の通常使用されているAM用バリコンまたは可変
容量ダイオードを用いた場合にはAMバンドの全
域をカバーしにくい場合が生ずる。 本発明は、上記の問題点を解消するため、第４
図に示す容量C23の容量値を可変容量素子C4の最
大容量値よりも大きく選定し、同調回路の同調周
波数可変範囲を広くして、AMバンド全域をカバ
ーしようとするものである。また、このように容
量C23を選定することにより、以下に示すように
広い同調周波数領域において信号源ｅSから初段
増幅器入力端までの信号伝達利得を一定に保ちバ
ンド内における感度傾斜を無くすることができ
る。 すなわち、容量C23が可変容量素子C4の最大容
量値よりも大きいとすれば、この可変容量素子
C4の可変範囲全域について、(1)式と(3)式はほぼ
下記に示す(1)式、(3)式で表わされる。また(4)式に
おいて固定容量素子C1は通常15PF程度、固定抵
抗素子R1は50Ω、インピーダンスR3は(3)式を考
慮すれば、小さな値となることが予想されるた
め、C1（R1＋R3）の時定数は、AMバンド内では
影響を及ぼさないような小さな値になし得るの
で、(4)式も（4′）式で示される。 R3≒（Ｃ４／Ｃ２３）2R2 ……（3′） ＶC23≒２πfoC1R3・ｅS ……（4′） 以上の（1′），(2)，（3′），（4′），(5)式を用
いて、
Vo／ｅSを求めれば以下に示す(6)式となり、可変
容量素子C4を変化させて同調周波数を変化させ
ても信号源から初段増幅器までの信号伝達利得は
Ｑが一定とすれば変化せず、バンド内における感
度傾斜を無くすることもできる。 Ｖｏ／ｅＳ＝Ｃ１／Ｃ２３ ……(6) (6)式に示されるインダクターL2のＱの変化は
AMバンド内において通常少ないものである。 以下に示す第１表は、第４図におけるインダク
ターL2を500μＨ、容量C23を1000PF，Ｑを100と
した場合に500KHzから1.6MHzまでを同調させ
るために必要な可変容量素子C4の値、および信
号源から初段増幅器までの信号伝達利得（Vo／
es）を示したものであり、可変容量素子C4の変
化範囲、信号伝達利得共に十分実用的であること
がわかる。 ただし、C1＝15PFとし、R1は無視した。 なお、初段増幅器Ａの入力インピーダンスを本
発明で採用し得る程度に大きくするには、通常の
ソース接地型FET増幅器を用いれば十分であ
る。
【表】
以上に詳述したように本発明では、AMカーラ
ジオに特有のアンテナケーブルの寄生容量と並列
に大容量の容量を用いるため、アンテナケーブル
の寄生容量の影響を無視することができ、しかも
通常のAM用バリコンまたはAM用可変容量ダイ
オードでアンテナ回路の同調をAMバンド全域に
わたつてとることができるため、特にAM電子同
調型カーラジオに適用してその実用的効果は非常
に大きい。 なお、実用時にはアンテナ同調回路のトラツキ
ングをとるため、たとえば可変容量素子C4と並
列に微少容量のトリマーコンデンサを用いたり、
インダクターL2の値を微少量変化させたりする
などの手段を用いてもよい。
ジオに特有のアンテナケーブルの寄生容量と並列
に大容量の容量を用いるため、アンテナケーブル
の寄生容量の影響を無視することができ、しかも
通常のAM用バリコンまたはAM用可変容量ダイ
オードでアンテナ回路の同調をAMバンド全域に
わたつてとることができるため、特にAM電子同
調型カーラジオに適用してその実用的効果は非常
に大きい。 なお、実用時にはアンテナ同調回路のトラツキ
ングをとるため、たとえば可変容量素子C4と並
列に微少容量のトリマーコンデンサを用いたり、
インダクターL2の値を微少量変化させたりする
などの手段を用いてもよい。
第１図はAMカーラジオのアンテナ等価回路
図、第２図のAMカーラジオのアンテナ同調回路
の従来例を示す回路図、第３図は本発明の一実施
例の回路図、第４図は第３図においてπマツチ回
路の伝達特性を求めやすくするために書き変えた
第３図と等価な回路図である。 ｅS……信号源、C3……固定容量素子、L2……
インダクター、C4……可変容量素子、Ａ……初
段増幅器。
図、第２図のAMカーラジオのアンテナ同調回路
の従来例を示す回路図、第３図は本発明の一実施
例の回路図、第４図は第３図においてπマツチ回
路の伝達特性を求めやすくするために書き変えた
第３図と等価な回路図である。 ｅS……信号源、C3……固定容量素子、L2……
インダクター、C4……可変容量素子、Ａ……初
段増幅器。
Claims (1)
- １ AM受信機アンテナ端子部とAM受信機初段
増幅部との間にLC回路によるπマツチ回路を導
入することにより周波数選択性を有せしめる信号
受信回路であつて、初段増幅部の入力インピーダ
ンスを大となし、その初段増幅部入力端と並列に
選択増幅する周波数を可変にするための可変容量
素子を設け、アンテナ端子部と並列に上記可変容
量素子の最大容量値よりも大きな容量値を有する
固定容量素子を設け、上記アンテナ端子と初段増
幅部入力端との間に上記可変容量素子および固定
容量素子と共働してAM受信周波数範囲を選択受
信するのに適したインダクタンスを有するインダ
クターを接続することを特徴とする信号受信回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10108078A JPS5527768A (en) | 1978-08-18 | 1978-08-18 | Signal reception circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10108078A JPS5527768A (en) | 1978-08-18 | 1978-08-18 | Signal reception circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5527768A JPS5527768A (en) | 1980-02-28 |
| JPS6119140B2 true JPS6119140B2 (ja) | 1986-05-15 |
Family
ID=14291114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10108078A Granted JPS5527768A (en) | 1978-08-18 | 1978-08-18 | Signal reception circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5527768A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63109035U (ja) * | 1987-01-07 | 1988-07-13 | ||
| JPH0224125U (ja) * | 1988-06-30 | 1990-02-16 |
-
1978
- 1978-08-18 JP JP10108078A patent/JPS5527768A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63109035U (ja) * | 1987-01-07 | 1988-07-13 | ||
| JPH0224125U (ja) * | 1988-06-30 | 1990-02-16 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5527768A (en) | 1980-02-28 |
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