JPS61198836A - スペクトラム拡散通信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、スペクトラム拡散通信システム、さらに詳し
く言えば周波数ホッピングのスペクトラム拡散方式にお
いて、受信側のＰＬＬのＶＣＯに再生されたホッピング
パターンのオフセット電圧を印加するようにしたスペク
トラム拡散通信システムに関する。

（従来の技術） 従来の周波数ホッピングを使用したスペクトラム拡散通
信システムでは、キャリヤに複数のシンセサイザの出力
を組み合わせて切り換えて使用しているため、キャリヤ
に位相不連続点が発生する。

そのため、コヒーレント検波方式の受信機には不向きで
、特に高速度の装置を実現することは困難であった。

コヒーレントでない受信機では回路が複雑になり、各々
のキャリヤ周波数のチャンネル間隔に制約がつき、妨害
の面でもコヒーレントのものより不利であった。

（発明の目的） 本発明の目的は、周波数ホッピング方式のスペクトラム
拡散通信システムにおいて、簡単な回路でコヒーレント
検波を可能にし、その上、非コヒーレント検波よりも性
能を向上させることができるスペクトラム拡散通信シス
テムを提供することにある。

（発明の構成） 前記目的を達成するために、本発明によるスペクトラム
拡散通信システムは、受信側において予め多項式により
定められるオフセットパターン電圧をＰＬＬのＶＣＯに
印加することにより、狭帯域化とループ利得を下げるこ
とによりロックレンジが狭くなることによる外れを防止
した周波数ホッピング・コヒーレント検波方式のスペク
トラム拡散システムにおいて、 送信側のキャリア発生用のＤＡ変換器およびＶＣＯと、
受信側のコスタスループＯＤＡ変換器およびＶＣＯをそ
れぞれ対応する同一の特性を有するものを使用し、前記
それぞれのＤＡ変換器の出力に、その出力に同期した波
形成形回路を接続し、前記波形成形回路の出力に前記そ
れぞれのＶＣＯを接続して構成されている。

（実施例） 以下、図面等を参照して本発明をさらに詳しく説明する
。

第５図に本発明によるスペクトラム拡散通信システムの
送信系、第６図に同受信系の一実施例の原理ブロック図
を示す。

まず、送信系のブロック図、第５図の説明を行う。

送信系のブロックには、入力信号として音声信号３とデ
ータ信号４、および同期信号としてビット同期信号ｌと
フレーム同期信号２が与えられている。

音声信号３はプリエンファシス回路５を介してローパス
フィルタ６に接続され、帯域制限されてＡ／Ｄ変換７、
あるいはＡＤＭ８等の処理を受けて、ディジタル信号に
変換される。

前記ディジタル信号はデータ信号人力４と共にエンコー
ダ９に入力され、シリアルデータに変換される。

このシリアルデータに、誤り訂正符号付加回路１０によ
り誤り訂正符号が加えられ、インターリーブ回路１１に
よりインターリーブされ、１０次の多項式回路によりス
クランブルを受け、同時にフレーム同期信号も加えられ
る。

一方、ＲＦキャリヤは、７次の多項式による周波数ホッ
ピングパターン、および捕捉用の掃引信号で、周波数ホ
ッピングされている。

このキャリヤは、スクランブル回路１２によりスクラン
ブルされた信号で、位相変調器１４で変調され、ＲＦ出
力１５として出力される。

次に第６図を参照して受信系のブロックを説明する。

受信されたＲＦ信号１６を捕捉回路１７で捕捉して、受
信機のＰＬＬをロックさせて、ピント同期信号２１．フ
レーム同期信号２２で多項式を生成してホッピングパタ
ーン回路１９によりホッピングパターンを再生して、Ｐ
ＬＬをロックさせ続け、同時に１０次の多項式を生成し
てディスクランブル回路２０でディスクランブルを行う
。

その後、ディインターリーブ回路２３でディインターリ
ーブされ、誤り訂正回路２４で誤り・訂正された後、デ
コーダ２５で音声ＰＣＭ信号とデータ信号２９が分離さ
れ、音声ＰＣＭ信号はＤ／Ａ変換器２６で音声信号に変
換され、ローパスフィルタ２７、ディエンファシス回路
２８を介して出力端子３０に出力される。

第１図に、同じく本発明によるＳＳシステムの実施例の
信号のフレーム構造を示す。

１フレームは２１０＝１０２４ビツトから成り立ち、さ
らに１フレームが２７＝１２８ビツトより成り立つ８つ
のサブフレームに分けられる。

１フレーム中の信号は符号長１０２４ビツトよりなる１
０次系列のシリアルＰＮでスクランブルがかけられてい
るが、フレームの最初の１６ビツトは同期信号であるの
でスクランブルから外され、特定の同期パターンとなっ
ている。

周波数ホンピングされているキャリヤは、この１０次系
列のＰＮでスクランブルされた信号でＰＳＫ変調される
。

一方、１サブフレーム内では、符号長１２８ビツトの７
次系列のパラレルのＰＮ周波数ホンピングパターンでキ
ャリヤの周波数がホッピングされる。

ただし、１フレームの最初のサブフレームの最初の１６
ビツト分は、受信機のＰＬＬ捕捉用に、キャリヤ周波数
が、第２図に示すように、ディジタル的に掃引されるた
め、７次のＰＮ周波数ホッピングパターンからはずされ
る。

なお、この捕捉用の１６ビツトとしては、フレーム同期
用の１６ビツトと同じビットが使われている。

このように、信号は、１フレ一ム単位で２１０＝１０２
４ビツトのＰＮと、１サブフレ一ム単位で２７＝１２８
ビツトのＰＮ周波数がホッピングパターンで二重にスク
ランブルがかけられており、１フレーム内で、サブフレ
ームを単位として８回周波数ホッピングパターンがくり
返される。

次に、本発明によるスペクトラム拡散通信システムの実
施例の変復調部の詳細を説明する。

第７図は変調器の詳細なブロック図である。

まず、キャリヤの周波数ホッピングについて説明する。

ビット、フレームに同期した７次の多項式によるＰＮが
ＰＮ発生回路４０で発生される。

１０２４ビツト１フレーム内で、このＰＮによる１２８
ビツトを１周期とするサブフレームを単位として８回く
り返される。

フレームの最初の１６ビツト分の周波数ホッピング信号
は、捕捉用の掃引パターン信号であり、フレーム同期制
御部３８より提供される。

ＰＮの周波数ホッピングパターン信号、あるいは捕捉用
掃引パターン信号はスイッチ４２で選択されてＤ／Ａ変
換器４３へ送られる。

すなわち、フレームの最初の１６ビツト分は、スイッチ
４２が下の状態で、同期制御部３８からの捕捉用掃引パ
ターンがＤ／Ａ変換器４３へ提供される。

第１７ビツトから１０２４ビツト分までは、スイッチ４
２が上の状態で、７次の多項式によるＰＮ周波数ホッピ
ングパターン信号がＤ／Ａ変換器４３に供給される。

こうして、■フレーム分の周波数ホッピングが終了する
と、スイッチ４２が下の状態となり、同様のサイクルを
くり返す。

このようにして、Ｄ／Ａ変換器４３に周波数ホッピング
信号が加えられ、変換された信号はホールド回路４４で
波形整形され、ＶＣＯ４５に加えられる。

ＶＣＯ４５は、ホールド回路４４からの周波数ホッピン
グ信号で周波数変調され、周波数ホッピングしているキ
ャリヤ、すなわちスペクトラムが拡散されたキャリヤが
発生する。

このキャリヤはＰＳＫ変調されるため、２系統に分けら
れる。一方はそのまま、もう一方は移相器４６により１
８０°位相が変えられてスイッチ４７で選択されてＰＳ
Ｋ信号が発生する。

一方、インターリーブされた信号は、フレームと同期し
た１０次の多項式によるＰＮ信号でスクランブルされる
。このスクランブルされた信号とフレーム同期パターン
信号がスイッチ４１で選択されて、ＰＳＫ変調器へ加え
られる。

すなわち、１フレームの最初の１６ビツトはフレーム同
期パターン信号であり、インターリーブ回路３７内で発
生させられ、上の状態にあるスイッチ４１を介してスク
ランブルされずに直接ＰＳＫ変調器へ送られる。

インターリーブ回路３７からの第１７〜１０２４ビツト
は、多項式３９によりスクランブルされ、下の状態に切
換えられたスイッチ４１を介してＰＳＫ変調器へ送られ
る。

次のフレームでは、スイッチ４１が上の状態となり、同
様のサイクルをくり返す。

次に、第８図に示される復調器の詳細なブロック図の説
明を行う。

復調器は太き（分けると、点線で囲われるディジタル信
号処理部と、それ以外のＲＦ倍信号復調部とに分けられ
る。ＲＦ信号復調部は５０〜５８のコスタスループによ
るＰＳＫ復調部と、５９．６１の捕捉用周波数掃引信号
検出部、６０のＡＦＣ部、６２．６３の周波数ホッピン
グＰＮパターン信号のオフセット電圧発生部、６４．６
５のビソト同期信号抽出部に分けられる。

初期設定の状態として、コスタスループのループフィル
タ５７が広帯域で、かつループゲインが高く、キャブチ
ア−レンジが広い状態としである。

この状態で、あるＲＦ倍信号捕捉すると、その周波数変
化分が復調信号としてローパスフィルタ５７から出力さ
れる。信号をキャッチしていない時、および捕捉用周波
数掃引信号以外の周波数ホッピングパターン信号を復調
している時は、ノイズあるいはＰＮが復調されて、ルー
プフィルタ５７から出力される。

このノイズ、あるいはＰＮ出力が捕捉用掃引信号の整合
フィルタ５９に加えられるとその出力電圧、あるいは出
力電流は制限される。

しかるに、捕捉用掃引信号が同様に復調、出力されて整
合フィルタ５９に加えられると第３図あるいは第４図に
示されるような捕捉用掃引信号の自己相関関数と同じ波
形φ５Ｓ（ｔ）が出力される。

φ５Ｓ（ｔ）の出力のピーク値は、ノイズあるいはＰＮ
入力時の出力に対して大きい値となるので、捕捉用掃引
信号を受信したと判定できる。

実際には、φ５Ｓ（ｔ）の最大値よりやや小さい値をス
レッショルド値として設け、整合フィルタ５９の出力が
このスレッショルド値を越えたときに、受信系が捕捉用
掃引信号を受信したと判定し、スレッショルド回路６１
が判定信号をコントロール回路７０へ送る。

スレッショルドレベルは、第４図の第１２〜１３ビツト
の入力時における整合フィルタの応答出力レベルに設定
しておく。

一方、これと平行して、コスタスループのローパスフィ
ルタ５６よりＰＳＫ復調信号が出力され、微分回路６４
を通ってパルスに変換され、スレッショルド回路６５で
雑音を除去され、ディスクランブル回路７７、零検出回
路７２、フレーム同期信号抽出回路７３、ＶＣＸＯ７４
，７５へ供給されている。

まず、ＶＣＯＸ７４．７５により６４ＫＨｚのピットク
ロック信号が抽出されている。前述の捕捉用掃引信号の
受信判定信号により、コントロール回路７０は零検出回
路７２をスタートさせる。

ＰＳＫ復調されたフレーム同期信号は、第１３〜１６ビ
ツトでは１１１０パターンに選んであるので、零検出回
路７２がスタートしてから最初に検出した０がフレーム
同期信号の最後のビット、すなわちフレームの第１６ビ
ツトと判定できる。

フレーム同期信号が抽出、判定されたので、零検出回路
７２は、ディスクランブル回路７７を第１７ビツト目の
状態からスタートさせる。

続く第２フレーム以後のフレーム同期信号として、フレ
ーム同期信号抽出回路７３による信号がスイッチ７６を
切換えることにより使用される。

この切換えはコントロール回路７０によりなされる。

このように、ディスクランブルが開始され、信号はさら
にディインターリーブされて出力される。

ディスクランブル回路７７が動作を開始したのと全く同
じ手順で、これと並行して周波数ホッピング信号再生回
路７１が動作を開始し、ＰＮ信号を発生しはじめ、６２
．６３のオフセット電圧発生部へ送られ、さらに、加算
器５４で、コスタスループの位相誤差電圧と加算されて
、ＶＣＯ５３へ供給される。

このオフセット電圧供給と同時に、コントロール回路７
０によりコスタスループのローパスフィルタ５５．５６
．５７が狭帯域化され、かつループゲインも下げられ、
妨害に対して強く、がっＰＳＫｆｊＥｉｌのスレッショ
ルドレベルを下げ、スペクトラム拡散方式独特の性質を
得る。

こうした定数の切換えにより犠牲となるコスタスループ
のロックレンジの狭さは、前述の再生された周波数ホッ
ピングパターンのオフセット電圧により解決できる。

第７図に示すＶＣＯ４５と第８図に示すＶＣＯ５３は同
じ電圧−周波数特性を有し、これらに加えられる周波数
ホッピング用パターン信号は同じでなければならない。

またキャリヤ周波数をホッピングすることと、パターン
の再生を精度良く行うことを考えると、１ビツトの区間
中あまり急な変化をするパターンは望ましくない。

理想的なパターンの例を第９図（Ｃ１に示す。

一方、通常のＤ／Ａ変換器出力は、サンプリング定理の
原理に従えば、第９図（ａ）に示す重みづけされたパル
ス列であるが、Ｓ／Ｎや実際の回路の実現性より、アパ
ーチャ効果の無視できる範囲内で、有限幅のパルス出力
となる。

コノ−列を第９図（ｂ）に示す、この信号をローパスフ
ィルタを通すことで、通常Ｄ／Ａ変換の目的は達せられ
る。

しかし、前述の理由により、第９図（ａ）、第９図（ｂ
）の波形は、周波数ホッピングパルス信号には適してい
ない。そこで通常のＤ／Ａ変換器６３の出力にサンプリ
ングホールド回路等の波形整形回路を通すことにより、
この問題を解決できる。

（発明の効果） 以上詳しく説明したように、本発明による周波数ホッピ
ング・コヒーレント検波方式のスペクトラム拡散通信シ
ステムは、前記システムの受信側において予め多項式に
より定められるオフセットパターン電圧をＰＬＬのＶＣ
Ｏに印加することにより、狭帯域化とループ利得を下げ
ることによりロックレンジが狭くなることによる外れを
防止し、簡単な回路で優れたスペクトラム拡散通信シス
テムを提供することができる。

また送信側のキャリア発生用のＤＡ変換器およびＶＣＯ
と、受信側のコスタスループのＤＡ変換器およびＶＣＯ
をそれぞれ対応する同一の特性を有するものを使用し、
前記それぞれのＤＡ変換器の出力に、その出力に同期し
た波形成形回路を接続し、前記波形成形回路の出力に前
記それぞれのＶＣＯを接続して構成しであるから、コヒ
ーレントの周波数ホッピングの復調器のロックが確実に
行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の実施例の信号のフレーム構造を示す図である。 第２図は、フレームパターンの詳細図である。 第３図は、マツチドフィルタの動作を示すグラフである
。 第４図は、受信側の応答を示すグラフである。 第５図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の送信系の実施例を示すブロック図である。 第６図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の受信系の実施例を示すブロック図である。 第７図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の変調器の詳細なブロック図である。 第８図は、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の復調器の詳細なブロック図である。 第９図は、ホッピングパルス信号を示すグラフである。 １・・・ビット同期信号　　２・・・フレーム同期信号
３・・・音声信号人力　　　４・・・データ信号人力５
・・・プリエンファシス回路 ６・・・ローパスフィルタ　　７・・・Ａ　／　Ｄ　変
換ｅ８・・・ＡＤＭ　　　　　　　　　９・・・エンコ
ーダ１０・・・誤り訂正符号付加回路 １１・・・インターリーブ回路 １２・・・スクランブル回路 １３・・・ホッピングパターン発生回路１４・・・位相
変調器（Ｐ　Ｓ　Ｋ） １５．１６・・・ＲＦ比出力　１７・・・捕捉回路１８
・・・ＰＳＫ復調器 １９・・・ホッピングパターン再生器 ２０・・・ディスクランブル回路 ２１・・・ビット同期信号 ２２・・・フレーム同期信号 ２３・・・ディインターリーブ回路 ２４・・・誤り訂正回路　　２５・・・デコーダ２６・
・・Ｄ／Ａ変ｌｅａ　　　２７・・・ローパスフィルタ
２８・・・ディエンファシス回路 ２９・・・データ信号　　　　３０・・・音声出力３１
．３５・・・ビット同期信号 ３２．３４・・・フレーム同期信号 ３３・・・ピットストリーム　　３６・・・ＲＡＭ３７
・・・インターリーブ回路 ３８・・・フレーム同期制御部 ３９・・・多項式回路　　　　４０・・・ＰＮ発生回路
４１．４２・・・スイッチ　　４３・・・Ｄ／Ａ変換器
４４・・・ホールド回路　　　４５・・・ＶＣＯ４６・
・・移相器　　　　　　４７・・・スイッチ４８・・・
ＲＦ比出力　　　　４９・・・ＲＦ入力５０〜５８・−
ＲＦ信号復調部 ５９．６１・・・捕捉用周波数掃引信号検出部６０・・
・ＡＦＣ部 ６２．６３・・・周波数ホッピングＰＮパターン信号の
オフセット電圧発生部 ６４．６５・・・ビット同期信号抽出部６６・・・コン
トロール信号 ６７・・・検出信号　　　　　６８・・づ次ＰＮ信号６
９・・・ＰＳＫ復調信号 ７０・・・コントロール回路 ７１・・・周波数ホッピング信号再生回路７２・・・零
検出回路 ７３・・・フレーム同期信号抽出回路 ７４．７５−ＶＣＸＯ７６・・・スイッチ７７・・・デ
ィスクランブル回路 ７日・・・ＲＡＭ ７９・・・ディインターリーブ回路 ８０・・・ビットストリーム ８１・・・フレーム同期信号 ８２・・・ビット同期信号

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 受信側において予め多項式により定められるオフセット
   パターン電圧をＰＬＬのＶＣＯに印加することにより、
   狭帯域化とループ利得を下げることによりロックレンジ
   が狭くなることによる外れを防止した周波数ホッピング
   ・コヒーレント検波方式のスペクトラム拡散システムに
   おいて、送信側のキャリア発生用のＤＡ変換器およびＶ
   ＣＯと、受信側のコスタスループのＤＡ変換器およびＶ
   ＣＯをそれぞれ対応する同一の特性を有するものを使用
   し、前記それぞれのＤＡ変換器の出力に、その出力に同
   期した波形成形回路を接続し、前記波形成形回路の出力
   に前記それぞれのＶＣＯを接続して構成したことを特長
   とするスペクトラム拡散通信システム。