JPS612088A

JPS612088A - 適応ビ−ム・フオ−マを用いるソ−ナ−方式

Info

Publication number: JPS612088A
Application number: JP12200484A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Nishimura; 宏西村; Masao Igarashi; 正夫五十嵐
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1984-06-15
Filing date: 1984-06-15
Publication date: 1986-01-08

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は適応ビーム・フォーマ（以下ＡＢＦという）を
用いてビーム出力信号を得、当該ビーム出力信号を用い
て、目標に関するよシ詳細な情報を得るソーナー方式に
関する。

（従来の技術）ソーナー方式の１方式として受波器アレイ出力信号に対
する非適応的な待ち受けビーム・フォーマ（以下待ち受
けＣＢＦという）を用いて待ち受けビームを形成し、該
待ち受けビーム出力から目標の存在する方向を推定して
推定方向にビーム主軸方向が最も近いビームのみをＡＢ
Ｆで形成し、該ＡＢＦの出力信号に対して周波数分析等
の処理を施すことによシ、目標に関するよシ詳細でかつ
信頼性の高い情報を得る方式がある。第２図はこのよう
な従来のソーナー方式の一例である。同図において１０
は受波器アレイ、１１１＋１１２’＋・・・。

１１には各々受波器素子、２０は待ち受けＣＢＦ　。

２１１＋２１２＋・・・、２１には各々時間遅延補償器
、２２１　　＋　２２２　　＋・・・、２２には各々固
定係数フィルり、２３は加算器、３０は目標方向トラッ
カ、３１は推定方向離散値変換器、４ｏ　（ｄ　ＡＢＦ
、４１１゜４１２　、・・・、４１には可変係数フィル
タ、４２は加算器、４３は係数算出器、５０は分析処理
器、６０は当該分析処理器５０の出力端子、αｎ（ｎ−
１，２，・・・、Ｎ）は前記待ち受けＣＢＦが形成する
Ｎ個のビームの主軸方向を表わすベクトル、で推定され
た目標方向の推定値を表わすベクトル、る。

第３図は受渡器アレイを３次元アレイと仮定した場合の
受波器アレイと目標方向に関する幾何学的な説明図であ
シ、ｘ、ｙ、ｚは各々直交座標系の座標軸、０は該座標
系の原点、Ｔは目標方向、θ　、θ　、θ　は各々前記
座標軸ｘ、ｙ、ｚに関すＸ　　　　ｙ　　　　　ｚる目標方向Ｔの方向余弦角、１１には前記受波器アレイ
１０の第に番目素子、Ｐｋは第に番目素子の前記直角座
標系における位置ベクトルである。

第３図において前記第に番目素子１１にで受信される信
号は、原点Ｏで受信される信号を基準として τ＝−ＰＴ・α／Ｃ（ｋ＝１．２．・・・、Ｋ）　　・
・・・・・（１）ｋ　　− の遅延を受ける。ただしＣは信号の伝搬速度、添字Ｔは
ベクトルの転置を示し、受波器アレイ１０が３次元アレ
イの場合はＧ〔α工、αア、α２〕１、α８＝罵θ工・
αア＝弼θ９・α７＝囲θ２　　　・・・・・・・・・
（２）である。

受波器アレイ１０の第に番目の受波器素子１１にで受信
された信号は、前記第に番目遅延補償器２１ｋにおいて
、待ち受けビームの主軸方向をα。

（ｎ　＝　１　＋　２　＋・・・、Ｎ）とすると、の時
間遅延補償を受け、希望する伝達特性を有する前記第に
番目の固定係数フィルタ２２ｋを通された後、ｋ＝１．
２．・・・、にの当該フィルタ出力信号は、前記加算器
２３で加算され、Ｎ個の待ち受けビーム出力Ｓ（αｎ）　　　　（ｎ＝１．２．・、、、Ｎ）　　　
、、、、、、・・・（４）が待ち受けＣＢＦ　２０の出
力信号として出力される。

ただしＮ個の待ち受けビームの主軸方向？。のきざみ幅
Δα−〔Δα、Δα、Δα〕Ｔ、ｙｚ ΔαΔΔ。θ、ΔαΔΔ。θ、ΔαΔΔ。θｘ＝　　　
　　　ｘ　　　　　ｙ＝　　　　　　ｙ　　　　　ｚ＝
　　　　　　ｚは、プレイの開口すなわちｘ、ｙ、ｚ方
向のアレイ幅によって決まるナイキストきざみ幅（海洋
音響研究会；パ海洋音響”、Ｐ１１２〜１１３　、１９
８４）以下にとられる。

前記目標方向トラッカ３０は、前記待ち受けＣＢＦの出
力信号Ｓ（αｎ）を用いて目標方位の推定値台（一般に
連続値）を求め、前記推定方向離散値変換器３ノは、前
記待ち受けビーム主軸方向α。

（ｎ＝１．２．・・・、Ｎ）の中で、前記推定値台に最
も近い値冑えを選び出力する。前記遅延補償器２１にの
遅延補償がＤｋ（αｔ）−ＰｋＴ・αｔ／Ｃ（ｋ＝１．２．・・・
、Ｋ）　　・・・・・・（５）となったときの当該遅延
補償器のに個の信号に対してのみ前記に個の可変係数フ
ィルタ４１１　（ｋ−１，２，・・・、Ｋ）のフィルタ
係数を適応的に算出する。適応的な算出方法としては、
例えば、ＡＢＦ４０の出力信号Ｓ／　（αｔ）のパワー
を最小とするよりなＬＭＳアルゴリズム（Ｂ、Ｗｉｄｒ
ｏｗ　、　ｅｔａｌ　、二Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｎｏ１ｓ
ｅ　　Ｃａｎｃｅｌｌｉｎｇ　　、Ｐｒ１ｎｃｉｐｌｅ
ｓ　　ａｎｄＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　、　Ｐｒｏｃ
、ＩＥＥＥ　、　６３（１９７５）　ｔ　Ｐ　１６９２
〜１７１６　）に基づく方法などが用いられる。式（５
）の遅延補償を受けたに個の各信号は前記係数算出器４
３で算出された係数をもつ前記可変係数フィルタ４１ｋ
（ｋ＝１　ｚ　２　ｐ・・・、Ｋ）に通され、加算器４
２で加算されてＡＢＦ　４０の出力信号Ｓ／　（αｔ）
として出力される。ＡＢＦ　４０は受信信号に含まれる
雑音成分を適応的に除去するものであシ、雑音の統計的
性質が未知であっても、また非定常であっても雑音成分
を除去することができるという特徴をもつ。

当該ＡＢＦ　４０の出力信号Ｓ／　（αりは前記分析処
理器５０で周波数分析等の処理を受け、目標に関するよ
シ詳細な情報を得るために、前記出力端子６０に出力さ
れる。

なお第２図の例では受波器アレイ１θを３次元アレイと
仮定したが、受波器アレイ１０が平面アレイ、直線アレ
イであっても同様に扱うことができる。またＡＢＦ　４
０としては第２図の例で示す構成と異なる方式（例えば
、Ｌ、Ｊ、ＧＲＩＦＦＩＴＨ３，：　ＡｎＡｌｔｅｒｒ
ａｔｉｖｅ　Ａｐｐｒｏａｃｈ　ｔｏ　Ｌｉｎｅａｒｌ
ｙ　Ｃｏｎ５ｔｒａｉｎｅｄＡｄａｐｔｉｖｅ　Ｂｅａ
ｍｆｏｒｍｉｎｇ、ＩＥＥＥ、　Ｔｒａｎｓ、　Ａｎｔ
ｅｎｎａｓ　＆Ｐｒｏｐａｇ、　３０−１　、１９８２
　、　Ｐ２７〜３４）　も用いられる。

ＡＢＦを用いる第２図に示すような従来のノーナ一方式
は、ＡＢＦのだめの可変係数フィルタの係数の算出がｃ
ｔｔ方向のビームに対してのみでよいので、計算回数が
少なく、大型のプロセッサでなくとも実時間で処理でき
ること、及び前記のように、雑音の統計量が未知であっ
ても適応的に雑音成分を除去でき、待ち受けＣＢＦの出
力信号５（（Ｘ、）を用いる場合に比べ一般に信号対雑
音比の高い出力が得られ、従って目標に関するよシ信頼
性の高い情報が得られるという利点を有する。

しかしながら、前記待ち受けＣＢＦが算出しなければな
らないビーム数Ｎには、処理速度の制約上上限があり、
通常は方向α。のきざみ幅をナイキストきざみ幅程度に
とり、ビーム数Ｎを極力小さくおさえる必要がある。従
ってこの場合目標の方向が時間とともに変化し、前記離
散値変換器３１の出力がシから躍に切り換ると、前記係
数算出器４３で算出しなければならないビーム主軸方向
はシからシェ、に変化し、従ってきざみ幅はΔαである
からビーム主軸方向はΔαだけ不連続に変化することに
なる。

（発明が解決しようとする問題点）通常ＡＢＦの前記可変係数フィルタ４７．（ｋ＝１゜２
、・・・、Ｋ）の最新の係数Ｗ（１）は１計算ステツプ
前の係数ｗ（１−１）を用いてリカーシブに求められる
から、このような場合には、前記のビーム主軸方向のΔ
αの不連続性によシ、α６がαｔ＋１に切換っだときに
算出されたフィルタ係数の誤差は増大する。

従ってＡＢＦ特性が劣化し、雑音の除去が充分に行なわ
れないという欠点がある。

本発明はこのような欠点を解決するためになされたもの
で待ち受けＣＢＦ及びＡＢＦにおけるビーム形成のため
の処理量を増すことなく、目標方向の時間的な変化と、
待ち受けＣＢＦのビーム主軸方向％のきざみ幅をナイキ
ストきざみ幅程度にとることによって生ずるＡＢＦの可
変係数フィルタの係数算出誤差を減すことにある。

（問題を解決するだめの手段）本発明は待ち受けＣＢＦのビーム主軸方向のきざみ幅Δ
αよシも小さなきざみ幅δαからなる第２の方向離散値
の集合αｍ（ｍ＝１．２．・・・、Ｍ）の中の△ 目標方向の推定値αに最も近い方向の離散値α。

を用い、ＡＢＦ　４０で形成するビームの主軸方向を５
とすることにより、目標方向の時間変化による当該ビー
ム主軸方向の不連続幅をδαに減少させたことにある。

以下本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。

（作用）待ち受けＣＢＦ　２０の出力を用いて目標方向トラ７カ
、７゜で目標方向の推定値企を求め推定方向離散値変換
器で前記目標方向トラ２力３゜の出力合に最も近い値α
、を選択する。該α、は遅延補償器８θえとＡＢＦ　４
０によって雑音除去特性の劣化が充分小さくなる程度の
きざみ幅に選ばれるものである。

（実施例）第１図は本発明の１実施例を示す構成図である。

７０は推定方向離散値変換器、１３７７１　　ｐ８０２
　　＋・・、、８０には各々第２の遅延補償器である。

前記離散値変換器７０は、前記待ち受けＣＢＦ　２０で
形成されるビーム主軸方向の第１の方向離散値の集合α
　（ｎ−１＋　２　ｐ・・・、Ｎ）のきざみ幅Δαよシ
も小ｎ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　−さなきざみ幅δαで離散化され
た第２の方向離散値の集合α　（ｍ＝１＋２＋・・・、
Ｍ）の中から、前記目標古詩トラッカ３０の出力舎に最
も近い値色。

を選択し、前記係数算出器４３及び前記第２の遅延補償
器８０ｋ（ｋ＝１．２．・・・、Ｋ）に出力する。

第２の遅延補償器８０には前記受波素子１１にの出力信
号に対してｄｋ（αｔ）＝ＰｋＴ−α、／Ｃ（ｋ＝１．２．・・・
、Ｋ）・・・（６）の時間遅延補償を行い、当該第２の
遅延補償器８０ｋ（ｋ−１，２，・・・、Ｋ）の出力信
号が前記可変係数フィルタ４１ｋ（ｋ＝１＋２ｅ・・・
、Ｋ）に入力する。壕だ、係数算出器は前記第２の遅延
補償器８０ｋ（ｋ−１，２，・・・、Ｋ）に式（６）の
遅延補償量を設定し終った時点で、主軸方向がα“、で
あるビームに対する前記可変係数フィルタ４７ｋ（ｋ＝
１゜２、・・・、Ｋ）の係数をリカーシブに算出する。

第２の方向離散値の集合αｍ（ｍ＝１．２．・・・、Ｍ
）のきざみ幅δαは、前記離散値変換器７０の出力が４
、から滲ｔ＋１　に切換っても、ＡＢＦ　４０の特性劣
化すなわちＡＢＦ　４０の出力信号Ｓ／　（α、）の雑
音除去特性の劣化が充分小さくなる程度のきざみ幅に選
ばれる。

（発明の効果）以上説明した如く本発明は、待ち受けＣＢＦのビーム主
軸方向のきざみ幅Δαとは無関係に、ＡＢＦのビーム主
軸方向をより細かな任意のきざみ幅δαで分割して、目
標方向の推定値が変化した場合でも、ＡＢＦの可変係数
フィルタのりカーシブな算出結果に大きな誤差を生じな
いようにし、かつ待ち受けＣＢＦ及びＡＢＦのビーム形
成に必要な処理量は従来方式と同じになるようにしたも
のであるから、目標方向が時間的に変化するような場合
でも、１つのビームのみを形成するようなＡＢＦを用い
、かつ従来方式と同じ処理量で、大きな特性劣化を生ず
ることなく、ビーム出力の雑音の除去ができるという利
点がある。

本発明は、非適応的な待ち受けＣＢＦの出力信号から目
標の方向を推定し、当該推定方向にのみＡＢＦによって
ビームを形成し、当該ビーム出力を用いて方向の変化が
それ程速くないような、目標に関するより詳細な情報を
得るようなソーカ一方式に適用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るソーカ一方式のブロック図、第２
図は従来のソーカ一方式のブロック図、第３図は受波器
アレイと目標方向に関する幾何学的説明図である。１０・−受波器アレイ、２０・・・待ち受けＣＢＦ、２
１１　ｒ２１２＋・・・、２１ｋ・・・時間遅延補償器
、２２１　ｒ２２２　＋・・・、２２ｋ・・・固定係数
フィルタ、２３．４２　　・加算器、３０・・・目標方
向トラ７カ、３１・・推定方向離散値変換器、４０・・
ＡＢＦ、４１．４１２　、・・、４１ｋ・・・可変係数
フィルタ、４３・・・係数算出器、５０・・・分析処理
器、７０・・推定方向離散値変換器、８０１　　ｒ８０
２　　＋・・・、８０ｋ・・第２の遅延補償器。第１図第２図第３図 ■ 昭和　　年　　月　　日

Claims

【特許請求の範囲】目標音源からの信号を受波器アレイで受信し、該受波器
アレイの出力信号に対してビーム・フォーマによりビー
ム出力信号を形成し、該ビーム出力信号を用いて前記目
標に関する情報を得るソーナーにおいて、前記ビーム・フォーマに第１のきざみ幅の離散的なＮ個
の方向にのみビーム主軸が一致するようなビームを形成
する非適応的な待ち受けビーム・フォーマ（ＣＢＦ）と
、該待ち受けビーム・フォーマのＮ個のビーム出力から
前記目標の方向を推定する目標方向推定手段と、第２の
きざみ幅の離散的なＭ個の方向の中のいずれか１つの方
向にビーム主軸が一致するようなビームを形成する適応
的なビーム・フォーマ（ＡＢＦ）を有し、該第２のきざ
み幅を前記第１のきざみ幅よりも小さくとり、前記適応
的なビーム・フォーマのビーム主軸方向として、前記目
標方向推定手段により推定される目標方向に最も近い前
記第２の方向離散値を選ぶようにしたことを特徴とする
適応ビーム・フォーマを用いるソーナー方式。