JPS61218366A - Ａｃ−ｄｃ／ｄｃ−ｄｃスイツチングモ−ド電源システム - Google Patents
Ａｃ−ｄｃ／ｄｃ−ｄｃスイツチングモ−ド電源システムInfo
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- JPS61218366A JPS61218366A JP27936085A JP27936085A JPS61218366A JP S61218366 A JPS61218366 A JP S61218366A JP 27936085 A JP27936085 A JP 27936085A JP 27936085 A JP27936085 A JP 27936085A JP S61218366 A JPS61218366 A JP S61218366A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ＡＣからＤＣへ、またはＤＣからＤＣへスイ
ッチングモードのパワーサプライ（電源）に関しく本明
細書では”ＳＭＰＳ”と略称する）、特に、このような
パワーサプラ１′用のスタートアンプ（始動）回路に関
するものである。
ッチングモードのパワーサプライ（電源）に関しく本明
細書では”ＳＭＰＳ”と略称する）、特に、このような
パワーサプラ１′用のスタートアンプ（始動）回路に関
するものである。
このようなＳＭＰＳ（スイッチングモード・パワーサプ
ライ）にはコントロール回路が設けられている。このコ
ントロール回路には、例えばエラー増幅器、コンパレー
タ、ドライブステージおよびオーバーボルテージ（過電
圧）トリップならびに他のコンポーネントから成ってお
シ、このようなコントロール回路では通常、少なくとも
１つの直流（ＤＣ）低電圧レール（ｒａｉ７ ；電源）
が必要上なっている。ＳＭＰＳコントロール回路および
この回路に関連した低電圧ＤＣは、すべての動作モード
において問題なく動作する必要がある。通常の動作モー
ドの他に、他のモードが勿論存在する。例えば、入力電
圧を最初に印加して始動させ、入力電圧が特定の値より
下方に低下し、次に回復した場合に低下させ、システム
でのフェイル（失敗）によって過剰電流がＳＭＰＳ出力
の１つまたはそれ以上から導出された場合にオーバーロ
ード（過剰負荷）または短絡回路となシ、更に余シにも
高いＳＭＰ８出力によってコントロール回路が不作動と
なった場合にオーバーロード保護トリップとなるモード
が存在する。
ライ）にはコントロール回路が設けられている。このコ
ントロール回路には、例えばエラー増幅器、コンパレー
タ、ドライブステージおよびオーバーボルテージ（過電
圧）トリップならびに他のコンポーネントから成ってお
シ、このようなコントロール回路では通常、少なくとも
１つの直流（ＤＣ）低電圧レール（ｒａｉ７ ；電源）
が必要上なっている。ＳＭＰＳコントロール回路および
この回路に関連した低電圧ＤＣは、すべての動作モード
において問題なく動作する必要がある。通常の動作モー
ドの他に、他のモードが勿論存在する。例えば、入力電
圧を最初に印加して始動させ、入力電圧が特定の値より
下方に低下し、次に回復した場合に低下させ、システム
でのフェイル（失敗）によって過剰電流がＳＭＰＳ出力
の１つまたはそれ以上から導出された場合にオーバーロ
ード（過剰負荷）または短絡回路となシ、更に余シにも
高いＳＭＰ８出力によってコントロール回路が不作動と
なった場合にオーバーロード保護トリップとなるモード
が存在する。
また、電力をＳＭＰ８コントロール回路に供給する一般
的な回路は、入力や出力の特性や大きさによる差に加え
てＳＭＰＳの多くの異ったタイプのものに対して応用し
得る必要がある。例えば、入力電圧は直流または交流で
、５９Ｈｚから４００ Ｈｚ より上まである。また、
北米における入力電圧は例えば９０ＶＡＣが最低で、１
３０ＶＡ ｃが最大値であシ、他方、ヨーロッパ諸国で
は、１８０Ｖ ＡＣが最低で、２６０Ｖ ＡＣが最
大値である。これは勿論、頻繁に変更することができる
。
的な回路は、入力や出力の特性や大きさによる差に加え
てＳＭＰＳの多くの異ったタイプのものに対して応用し
得る必要がある。例えば、入力電圧は直流または交流で
、５９Ｈｚから４００ Ｈｚ より上まである。また、
北米における入力電圧は例えば９０ＶＡＣが最低で、１
３０ＶＡ ｃが最大値であシ、他方、ヨーロッパ諸国で
は、１８０Ｖ ＡＣが最低で、２６０Ｖ ＡＣが最
大値である。これは勿論、頻繁に変更することができる
。
更に、このＳＭＰＳ では一般に入力と出力との間を
隔離する必要があるので、コントロール回路レール（電
源）を入力側、または出力側、または使用するコントロ
ールの種類に応じて両方にしている。
隔離する必要があるので、コントロール回路レール（電
源）を入力側、または出力側、または使用するコントロ
ールの種類に応じて両方にしている。
従来、既知のＳＭＰ８ 始動回路は種々の不利益をこ
うむっておシ、通常、限られた数の８ＭＰ８のタイプの
ものおよびそれらの異ったコントロール回路と共に使用
できるものである。換言すれば、従来のＳＭＰＳスター
トアップ回路は限定された条件の下でしか使用すること
ができない欠点があった。
うむっておシ、通常、限られた数の８ＭＰ８のタイプの
ものおよびそれらの異ったコントロール回路と共に使用
できるものである。換言すれば、従来のＳＭＰＳスター
トアップ回路は限定された条件の下でしか使用すること
ができない欠点があった。
従って本発明の目的は、ＳＭＰ８（スイッチングモード
・パワーサプライ）用の始動（スタートアップ）回路を
提供することにあシ、この始動回路は種々の動作モード
に対して適切に対処できると共に、種々のタイプの８Ｍ
ＰＳに対しても利用可能な回路であることを特徴とする
ものである。
・パワーサプライ）用の始動（スタートアップ）回路を
提供することにあシ、この始動回路は種々の動作モード
に対して適切に対処できると共に、種々のタイプの８Ｍ
ＰＳに対しても利用可能な回路であることを特徴とする
ものである。
本発明によれば、ＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＤＣスイッチ
ングモード電カシステムにおいて、入力およびこの入力
に接続された一次巻線を有すると共に、少なく共１つの
出力を有する電力トランスと、この−次巻線および入力
に対して直列接続されたスイッチング手段と、開始した
後、このスイッチング手段のスイッチングを制御するコ
ントロール回路と、更に、印加された電圧が最大入力電
圧より低い予じめ決められた値を越えた場合のみ導通ず
る電圧作動型手段を有する開始回路を設け、この電圧作
動現手段を開始入力電圧を受信し得るように接続すると
共に、スイッチング手段に接続することによって、この
手段を以下の状態の下でスイッチオンさせたことを特徴
とする。即ち、電圧作動型手段が開始時の入力電圧の上
昇によって導通させると共に、電圧作動型手段に印加さ
れる電圧が予じめ決められた値に到達するのを回避させ
ることによって、この手段が通常動作用に不作動となる
手段を更に設けたことを特徴とするものである。
ングモード電カシステムにおいて、入力およびこの入力
に接続された一次巻線を有すると共に、少なく共１つの
出力を有する電力トランスと、この−次巻線および入力
に対して直列接続されたスイッチング手段と、開始した
後、このスイッチング手段のスイッチングを制御するコ
ントロール回路と、更に、印加された電圧が最大入力電
圧より低い予じめ決められた値を越えた場合のみ導通ず
る電圧作動型手段を有する開始回路を設け、この電圧作
動現手段を開始入力電圧を受信し得るように接続すると
共に、スイッチング手段に接続することによって、この
手段を以下の状態の下でスイッチオンさせたことを特徴
とする。即ち、電圧作動型手段が開始時の入力電圧の上
昇によって導通させると共に、電圧作動型手段に印加さ
れる電圧が予じめ決められた値に到達するのを回避させ
ることによって、この手段が通常動作用に不作動となる
手段を更に設けたことを特徴とするものである。
本発明の開始回路は、従来の開始回路の欠点を克服出来
ることだけでなく、簡単且つ安価なものである。
ることだけでなく、簡単且つ安価なものである。
また、この開始回路には、電圧作動型手段に接続された
抵抗−コンデンサ手段を設け、これによって電圧作動型
手段に印加される開始電圧により、入力側での開始電圧
の上昇率よりゆっくシの上昇率となるようにしたことを
特徴とするものである〇 更に、不作動手段には、電圧作動型手段に接続されたコ
ンデンサ手段と、このコンデンサ手段ならびにスイッチ
ング手段の電力トランスの一次側間に接続された抵抗手
段を設け、電源が通常の動作を行なってｂる時に、コン
デンサ手段が十分に充電維持されて、電圧作動型手段に
印加された電圧が予じめ決められた値を越えないように
できる特徴がある。
抵抗−コンデンサ手段を設け、これによって電圧作動型
手段に印加される開始電圧により、入力側での開始電圧
の上昇率よりゆっくシの上昇率となるようにしたことを
特徴とするものである〇 更に、不作動手段には、電圧作動型手段に接続されたコ
ンデンサ手段と、このコンデンサ手段ならびにスイッチ
ング手段の電力トランスの一次側間に接続された抵抗手
段を設け、電源が通常の動作を行なってｂる時に、コン
デンサ手段が十分に充電維持されて、電圧作動型手段に
印加された電圧が予じめ決められた値を越えないように
できる特徴がある。
この電圧作動型手段に例えばトライアック。
四層ダイオードまたはユニジャンクシヨントランジスタ
を設けることもできる。
を設けることもできる。
このスイッチング手段に、少なくとも１個のトランジス
タを設け、電源に例えばフライバックバイポーラ構成ま
たはハーフまたはフルブリッシハワーＦＥＴ 構成とす
ることもできる。
タを設け、電源に例えばフライバックバイポーラ構成ま
たはハーフまたはフルブリッシハワーＦＥＴ 構成とす
ることもできる。
以下図画を参照し乍ら本発明を詳述する。
先ず、第１図において、フライバンクバイポーラＳＭＰ
Ｓ（スイッチングモート拳パワーサフライ）にはＡＣパ
ワーサプライ・ライブライン１０およびニュートラルラ
イン１２が設けられておシ、これらラインをフィルタ回
路１４を経てブリッジ整流器Ｂｌに接続する。この整流
器Ｂ１には正の電圧出力ライン１６および負の電圧出力
ライン１８が設けられている０蓄積コンデンサＣノ、Ｃ
２を正および負のライン１６゜１８間に接続し、これを
また抵抗Ｒ１、Ｒ２およびコンデンサＣ３に接続する。
Ｓ（スイッチングモート拳パワーサフライ）にはＡＣパ
ワーサプライ・ライブライン１０およびニュートラルラ
イン１２が設けられておシ、これらラインをフィルタ回
路１４を経てブリッジ整流器Ｂｌに接続する。この整流
器Ｂ１には正の電圧出力ライン１６および負の電圧出力
ライン１８が設けられている０蓄積コンデンサＣノ、Ｃ
２を正および負のライン１６゜１８間に接続し、これを
また抵抗Ｒ１、Ｒ２およびコンデンサＣ３に接続する。
これらコンデンサｃ１．ｃ２の接続点をライン２０を介
して抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続する０ライン２０を
またジャンパー線Ｊ１によってニュートラルライン１２
０に接続し、このジャンパー線Ｊ１は、ＡＣ電圧がｌｌ
０Ｖ、即ち、北米の場合には使用され、２２０Ｖ、即ち
、西欧の場合には省略されるようになる。
して抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続する０ライン２０を
またジャンパー線Ｊ１によってニュートラルライン１２
０に接続し、このジャンパー線Ｊ１は、ＡＣ電圧がｌｌ
０Ｖ、即ち、北米の場合には使用され、２２０Ｖ、即ち
、西欧の場合には省略されるようになる。
電源トランスＴ１の一次巻線Ｐを正の電圧ライン１６お
よびバイポーラトランジスタＱノのコレクタとの間に接
続し、このトランジスタはフライバックスイッチとして
機能する。抵抗Ｒ２とランプコンデンサＣ３との間の接
続点を抵抗Ｒ３，Ｒｄおよび整流器ダイオード電流を介
してトランジスタＱ１のコレクタに接続する。
よびバイポーラトランジスタＱノのコレクタとの間に接
続し、このトランジスタはフライバックスイッチとして
機能する。抵抗Ｒ２とランプコンデンサＣ３との間の接
続点を抵抗Ｒ３，Ｒｄおよび整流器ダイオード電流を介
してトランジスタＱ１のコレクタに接続する。
ダイアックＤＣ１を抵抗Ｒ３，Ｒａの接続点とトランジ
スタＱ１のゲートとの間に接続する。
スタＱ１のゲートとの間に接続する。
抵抗Ｒ３は低抵抗である。抵抗Ｒ５をトランジスタＱ１
のゲートおよび負の電圧ライン１８間に接続し、抵抗Ｒ
６をコンデンサ０３間に接続する。トランジスタの順方
向スタートアップ巻線Ｗにはコントロール回路２２に接
続された対向端部が設けられておシ、整流用ダイオード
Ｄ２は平滑用コンデンサＣ４と接続されると共にコント
ロール回路２２と並列に接続される０このコントロール
回路の出力信号をコントロールライン２４によってトラ
ンジスタＱ１のゲートに供給する。
のゲートおよび負の電圧ライン１８間に接続し、抵抗Ｒ
６をコンデンサ０３間に接続する。トランジスタの順方
向スタートアップ巻線Ｗにはコントロール回路２２に接
続された対向端部が設けられておシ、整流用ダイオード
Ｄ２は平滑用コンデンサＣ４と接続されると共にコント
ロール回路２２と並列に接続される０このコントロール
回路の出力信号をコントロールライン２４によってトラ
ンジスタＱ１のゲートに供給する。
トランスＴ１によって３つのＤＣ出力２６゜２８．３０
が得られ、各出力にはフライバック二次巻線３２，３４
．３６がそれぞれ設けられ、更に、ダイオード／蓄積コ
ンデンサの組合せＤ３／Ｃ５、Ｄ４／Ｃ５およびＤ５／
Ｃ７がそれぞれ設けられている。
が得られ、各出力にはフライバック二次巻線３２，３４
．３６がそれぞれ設けられ、更に、ダイオード／蓄積コ
ンデンサの組合せＤ３／Ｃ５、Ｄ４／Ｃ５およびＤ５／
Ｃ７がそれぞれ設けられている。
ＡＣ電力がブリッジ整流器Ｂ１に供給されて始動状態と
なると、蓄積コンデ：／ｆｃＩ、Ｃ２は急速に充電され
るようになる。実際には、サージリミッタを設けること
もできる。ランプコンデンサＣ３は抵抗Ｒ２によって決
められるようにもっとゆっくり充電されるようになる。
なると、蓄積コンデ：／ｆｃＩ、Ｃ２は急速に充電され
るようになる。実際には、サージリミッタを設けること
もできる。ランプコンデンサＣ３は抵抗Ｒ２によって決
められるようにもっとゆっくり充電されるようになる。
このランプコンデンサＣ３がダイアックＤＣ１０点弧電
圧（約３２■）に達するまでは、リーク（漏れ）電流の
みがダイアックＤｅｌを通って流れ、スイッチングトラ
ンジスタＱ１およびダイオードはカットオフのままとな
る。
圧（約３２■）に達するまでは、リーク（漏れ）電流の
みがダイアックＤｅｌを通って流れ、スイッチングトラ
ンジスタＱ１およびダイオードはカットオフのままとな
る。
従って、この時間中、いかなる電力もＤＣ出力２６．２
８．３０側に供給されない。
８．３０側に供給されない。
即ち、コントロール回路２２に供給されない。
ダイアックＤ（ｌが点弧すると、即ち、ランプコンデン
サＣ３がダイアックＤＣＩが３２Ｖの点弧電圧に達する
と、低抵抗Ｒ３のみによって制限される大きな電流がラ
ンプコンデンサＣ３から導出されるようになる。コント
ロール回路の一部分であるドライブ回路の出力側を見た
インピーダンスはトランジスタＱ）のベースエミッタダ
イオードのインピーダンスより大きいものであり、ｌ”
ｓとんと全てのダイオード電流がベース同調用トランジ
スタＱｌ中を流れると共に、これによってトランスＴ１
の一次巻線Ｐを経て流れるようになる。次に順方向巻線
Ｗによって電流が整流器ダイオードＤｔ−経てコンデン
サＣ２中に吸み込まれるようになる。トランジスタＱ１
の電流ゲインおよび一次巻＠Ｐに対する順方向巻線Ｗの
所望の巻数比によって大きな充電電流がコンデンサＣ４
に流れるようになる。出力側２’６．２８．３０には電
力が与えられ 。この理由は、始動用巻線Ｗおよび一次
巻線Ｐに対してフライバック二次巻線′３２゜３４’
、 ３６の位相のためである。従って、ダイアックＤＣ
１の点弧によってコントロール回路２２に電圧が与えら
れ、このような電圧は平滑用コンデンサＣ４の保持作用
によって保持されるようになる。従って、コントロール
回路２２はイネーブル状態となると共にＳＭＰＳは電力
供給するようになる。
サＣ３がダイアックＤＣＩが３２Ｖの点弧電圧に達する
と、低抵抗Ｒ３のみによって制限される大きな電流がラ
ンプコンデンサＣ３から導出されるようになる。コント
ロール回路の一部分であるドライブ回路の出力側を見た
インピーダンスはトランジスタＱ）のベースエミッタダ
イオードのインピーダンスより大きいものであり、ｌ”
ｓとんと全てのダイオード電流がベース同調用トランジ
スタＱｌ中を流れると共に、これによってトランスＴ１
の一次巻線Ｐを経て流れるようになる。次に順方向巻線
Ｗによって電流が整流器ダイオードＤｔ−経てコンデン
サＣ２中に吸み込まれるようになる。トランジスタＱ１
の電流ゲインおよび一次巻＠Ｐに対する順方向巻線Ｗの
所望の巻数比によって大きな充電電流がコンデンサＣ４
に流れるようになる。出力側２’６．２８．３０には電
力が与えられ 。この理由は、始動用巻線Ｗおよび一次
巻線Ｐに対してフライバック二次巻線′３２゜３４’
、 ３６の位相のためである。従って、ダイアックＤＣ
１の点弧によってコントロール回路２２に電圧が与えら
れ、このような電圧は平滑用コンデンサＣ４の保持作用
によって保持されるようになる。従って、コントロール
回路２２はイネーブル状態となると共にＳＭＰＳは電力
供給するようになる。
コントロール回路の出力はコントロールラインを経てダ
イアックＤＣ１から取シ出され、これによってトランジ
スタＱ１を０Ｎ１０ＦＦスイツチング制御すると共に、
このコントロール回路２２は巻線Ｗによって電力供給さ
れる。更に、ダイオードＤＪおよびコンデンサＣ３の負
のピーク整流作動のためにダイアックＤＣ１は不作動と
なる０抵抗Ｒ４を十分に大きく設定することによって、
以下の条件の下でダイアックの電流を余りにも多く減少
させないようにするＯ即ち、トランジスタＱ１がダイア
ックＤ’Ｃ１の作動によって最初スイッチオンされるが
、これは十分に小さなもので（抵抗Ｒ３に応じて）、ト
ランジスタＱノのコレクタのスイッチング波形の負のピ
ークの整流された電圧がコンデンサＣ３に現われるよう
に確保される。
イアックＤＣ１から取シ出され、これによってトランジ
スタＱ１を０Ｎ１０ＦＦスイツチング制御すると共に、
このコントロール回路２２は巻線Ｗによって電力供給さ
れる。更に、ダイオードＤＪおよびコンデンサＣ３の負
のピーク整流作動のためにダイアックＤＣ１は不作動と
なる０抵抗Ｒ４を十分に大きく設定することによって、
以下の条件の下でダイアックの電流を余りにも多く減少
させないようにするＯ即ち、トランジスタＱ１がダイア
ックＤ’Ｃ１の作動によって最初スイッチオンされるが
、これは十分に小さなもので（抵抗Ｒ３に応じて）、ト
ランジスタＱノのコレクタのスイッチング波形の負のピ
ークの整流された電圧がコンデンサＣ３に現われるよう
に確保される。
トランジスタＱ１のコレクタに現われる最小の正の電圧
はこのトランジスタＱのＯＮ時間中に発生する飽和電圧
であるので、コンデンサＣ３およびダイアックＤＣ１間
の電圧は低いままである。このようにしてダイアックＤ
Ｃ，７は不作動となると共に、始動回路はＳＭＰＳの通
常の動作中、更に別の動作を行わないようになる。
はこのトランジスタＱのＯＮ時間中に発生する飽和電圧
であるので、コンデンサＣ３およびダイアックＤＣ１間
の電圧は低いままである。このようにしてダイアックＤ
Ｃ，７は不作動となると共に、始動回路はＳＭＰＳの通
常の動作中、更に別の動作を行わないようになる。
換言すれば、通常の動作中スイッチング電圧波形は時と
して０ボルト近くの値となる０即ち、トランジスタＱ１
のコレクタは時としてＯボルト近くになシ、このことは
ダイアックＤＣ１を不作動状態に維持するのに必要なも
のである。
して０ボルト近くの値となる０即ち、トランジスタＱ１
のコレクタは時としてＯボルト近くになシ、このことは
ダイアックＤＣ１を不作動状態に維持するのに必要なも
のである。
この理由は、ダイオードＤＩによって低抵抗Ｒ、ｑ 、
Ｒａを介してランプコンデンサＣ３を完全に不作動に
するからである。
Ｒａを介してランプコンデンサＣ３を完全に不作動に
するからである。
直流出力２６．２８．３０がオーバーロード（過、負荷
）の場合には、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ４の
ピーク整流作動によってコントロール回１１ｒ２２／＼
のコントロール’ｔ 圧力実質的に変動しないように確
保される。これは、例えＤＣ出力回路中のオーバーロー
ド保護回路によってＳＭＰＳ のスイッチング周波数
を十分に低下させたとしても、デユーティサイクルを減
少またはスキップさせてしまう原因となる。
）の場合には、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ４の
ピーク整流作動によってコントロール回１１ｒ２２／＼
のコントロール’ｔ 圧力実質的に変動しないように確
保される。これは、例えＤＣ出力回路中のオーバーロー
ド保護回路によってＳＭＰＳ のスイッチング周波数
を十分に低下させたとしても、デユーティサイクルを減
少またはスキップさせてしまう原因となる。
一般に、トランジスタＱ１が適当な時間期間の後で完全
にスイッチＯＮする場合には、ダイアックＤＣ７は点弧
しないと共に、出力がオーバーロードの間は、ダイアッ
クＤＣ１の電圧は低いままで保持される。これはコンデ
ンサＣ３およびダイオードＤ１よ構成る負のピーク整流
用回路によってダイアックＤＣＩを不作動状態に維持す
るからである。しかし乍ら、ＤＣ出力回路２６．２８ま
たは３０が完全に短絡した場合には、デユーティサイク
ルは極端に短かくなシ、ダイアックＤＣ１間の電圧は上
昇するようになる。この理由は、トランジスタＱ１のオ
ン時間は極めて短かいものとなシ、これはコンデンサＣ
３および抵抗Ｒ３，Ｒ４の時定数と匹敵するようになる
。従って、抵抗Ｒ３によってコンデンサＣ３をダイアッ
クの点弧可能電圧まで充電できるようになる。実際上は
、トランジスタＱ１はこのような短絡状態の起っている
間中、完全にオンすることはなく、再びダイアックＤＣ
１を点弧するように作用する。
にスイッチＯＮする場合には、ダイアックＤＣ７は点弧
しないと共に、出力がオーバーロードの間は、ダイアッ
クＤＣ１の電圧は低いままで保持される。これはコンデ
ンサＣ３およびダイオードＤ１よ構成る負のピーク整流
用回路によってダイアックＤＣＩを不作動状態に維持す
るからである。しかし乍ら、ＤＣ出力回路２６．２８ま
たは３０が完全に短絡した場合には、デユーティサイク
ルは極端に短かくなシ、ダイアックＤＣ１間の電圧は上
昇するようになる。この理由は、トランジスタＱ１のオ
ン時間は極めて短かいものとなシ、これはコンデンサＣ
３および抵抗Ｒ３，Ｒ４の時定数と匹敵するようになる
。従って、抵抗Ｒ３によってコンデンサＣ３をダイアッ
クの点弧可能電圧まで充電できるようになる。実際上は
、トランジスタＱ１はこのような短絡状態の起っている
間中、完全にオンすることはなく、再びダイアックＤＣ
１を点弧するように作用する。
このような状況の下で、ダイアックＤＣ１は同様に繰返
して点弧するようになる。しかし乍１ ら、こ
のことは問題とならない。その理由鉱、この飽和におけ
るＯＮ時間のダイアックを始動期間中のＯＮ時間と匹敵
できるように構成されテオシ、この結果、トランスの飽
和を回避できるようになる０ダイアツクＤＣ１によって
短絡した出力回路に極めて僅かな電流が供給されるよう
になる。これはダイアックの導通時間の極めて小さいデ
ユーティサイクルのためであシ、抵抗Ｒ２は抵抗Ｒ３，
Ｒ４と比べて極めて大きなものである。また、オーバー
ロード保護回路によって余分な電流が発生し、デユーテ
ィサイクルを更に短縮するようになる。
して点弧するようになる。しかし乍１ ら、こ
のことは問題とならない。その理由鉱、この飽和におけ
るＯＮ時間のダイアックを始動期間中のＯＮ時間と匹敵
できるように構成されテオシ、この結果、トランスの飽
和を回避できるようになる０ダイアツクＤＣ１によって
短絡した出力回路に極めて僅かな電流が供給されるよう
になる。これはダイアックの導通時間の極めて小さいデ
ユーティサイクルのためであシ、抵抗Ｒ２は抵抗Ｒ３，
Ｒ４と比べて極めて大きなものである。また、オーバー
ロード保護回路によって余分な電流が発生し、デユーテ
ィサイクルを更に短縮するようになる。
ダイアックＤＣＩがこのような状況の下で点弧すること
は勿論、利点がある。その理由は・このことによってコ
ントロール回路２２に印加された電圧を維持できるのに
役立つからである。
は勿論、利点がある。その理由は・このことによってコ
ントロール回路２２に印加された電圧を維持できるのに
役立つからである。
また、ブリッジ回路Ｂ１に電力を供給した時にＤＣ出力
回路２６．２Ｂ、または３０に短絡回路が発生している
場合、適当な電圧がコントロール回路２２間に現われＳ
ＭＰＳ のコントロールを補正するようになる。次に
この短絡回路の原因を除去すると、出力は入力をリサイ
クルすることなく回復できるようになる。
回路２６．２Ｂ、または３０に短絡回路が発生している
場合、適当な電圧がコントロール回路２２間に現われＳ
ＭＰＳ のコントロールを補正するようになる。次に
この短絡回路の原因を除去すると、出力は入力をリサイ
クルすることなく回復できるようになる。
電源ライン１０．１２のＡＣ入力電圧が特定のレベルよ
り低下した場合（この場合、電力供給が停止したυ、入
力のサグ、即ち、消失のために発生する）、蓄積コンデ
ンサｃ１ 、ｃ２間の電圧はコントロール回路２２に印
加された電圧が必然的に減少すると共に低下するように
なる０ このことによってコントロール回路２２へ印、加される
電圧が更に低下し、従って、トランジスタＱのドライブ
電圧も減少するようになる。
り低下した場合（この場合、電力供給が停止したυ、入
力のサグ、即ち、消失のために発生する）、蓄積コンデ
ンサｃ１ 、ｃ２間の電圧はコントロール回路２２に印
加された電圧が必然的に減少すると共に低下するように
なる０ このことによってコントロール回路２２へ印、加される
電圧が更に低下し、従って、トランジスタＱのドライブ
電圧も減少するようになる。
この結果、正帰還効果がコントロール回路２２からトラ
ンジスタＱ１へのドライブ電流が急激に減少し乍ら得ら
れるようになる。結局、８ＭＰ８ がＯＦＦ とな
シ、これによって、ドライブ波形のスプリアスによって
生じるあらゆるダメージを防止できるよつになる。
ンジスタＱ１へのドライブ電流が急激に減少し乍ら得ら
れるようになる。結局、８ＭＰ８ がＯＦＦ とな
シ、これによって、ドライブ波形のスプリアスによって
生じるあらゆるダメージを防止できるよつになる。
電源を再び投入（ＯＮ）とするために、電源ライン１０
．１２のＡＣ入力電圧はダイアックＤＣ１に対して十分
に高いレベルまで上昇する必要があυ、これによって十
分なレール（電源）電圧がコントロール回路２２に供給
されるようになる。この電圧は停止電圧期間より高いも
のである。従って、この始動回路によって固有のヒステ
リシスおよびスナップアクションを適切に処理して、低
下状態中、安全を確保する。
．１２のＡＣ入力電圧はダイアックＤＣ１に対して十分
に高いレベルまで上昇する必要があυ、これによって十
分なレール（電源）電圧がコントロール回路２２に供給
されるようになる。この電圧は停止電圧期間より高いも
のである。従って、この始動回路によって固有のヒステ
リシスおよびスナップアクションを適切に処理して、低
下状態中、安全を確保する。
時として、電源出力回路２６．２８．３０によってＯま
たは殆んど零に近い電流が供給される。このことはオー
バーボルテージの時に発生するもので、電源８ＭＰＳに
おける何かの故障によってこれら出力回路の１つに十分
に高い電圧が発生し、オーバーボルテージ保護回路を作
動させるに十分な高い出力が得られる。また、電源ＳＭ
ＰＳ をスタンバイ状態に置れだ場合、即ち、出力電
圧がＡＣ入力電圧を取除かないで意図的に与えられない
場合にはほぼ零出力が得られるようになる。
たは殆んど零に近い電流が供給される。このことはオー
バーボルテージの時に発生するもので、電源８ＭＰＳに
おける何かの故障によってこれら出力回路の１つに十分
に高い電圧が発生し、オーバーボルテージ保護回路を作
動させるに十分な高い出力が得られる。また、電源ＳＭ
ＰＳ をスタンバイ状態に置れだ場合、即ち、出力電
圧がＡＣ入力電圧を取除かないで意図的に与えられない
場合にはほぼ零出力が得られるようになる。
このような状況の下で、ダイアックＤＣ１は点弧して電
流パルスを極めて小さなデー−ティサイクルでトランジ
スタＱ１のペースが与えられる。しかし乍ら、コントロ
ール回路２２間に、許容し得るレベルの電圧を維持する
のに十分なエネルギが存在する。このことは、オーバー
ボルテージトリップ回路（これが出力回路に設けられた
場合には）はランチされたままとなシ、電源コントロー
ラに十分な電圧を供給でき、これによってスタンバイ信
号が除去された時のあらゆるスプリアス（不要な）オペ
レーションを回避できる。僅かな電力がＤＣ出力回路２
６゜２Ｅ！、３０に与えられるが、出力ブリーダ抵抗を
設けることによって、出力電圧が極めて低く保持でき、
これはゼロシステムローディ／り状態としても確保され
る。しかし、これらの低い電圧が受は入れられないなら
ば、ＤＣ出力回路２６．２８．３０を出力のディスエー
ブル信号を用いて容易に停止させることができる。
流パルスを極めて小さなデー−ティサイクルでトランジ
スタＱ１のペースが与えられる。しかし乍ら、コントロ
ール回路２２間に、許容し得るレベルの電圧を維持する
のに十分なエネルギが存在する。このことは、オーバー
ボルテージトリップ回路（これが出力回路に設けられた
場合には）はランチされたままとなシ、電源コントロー
ラに十分な電圧を供給でき、これによってスタンバイ信
号が除去された時のあらゆるスプリアス（不要な）オペ
レーションを回避できる。僅かな電力がＤＣ出力回路２
６゜２Ｅ！、３０に与えられるが、出力ブリーダ抵抗を
設けることによって、出力電圧が極めて低く保持でき、
これはゼロシステムローディ／り状態としても確保され
る。しかし、これらの低い電圧が受は入れられないなら
ば、ＤＣ出力回路２６．２８．３０を出力のディスエー
ブル信号を用いて容易に停止させることができる。
ＤＣ出力２６．２８．３０が不作動状態である場合には
、コンデンサｃｌ、ｃ２のローディングにアンバランス
が生じる。これは電源ライン１０．１２のＡＣ入力電圧
と比較してダイアックＤＣ１の相当程度の点弧電圧によ
って生じるものである。８ＭＰ８ が２２０Ｖ Ａ
Ｃ電源システム、即ち、ヨーロッパシステム用にジャン
パーＪ１を外してセットされた場合には、これらコンデ
ンサＣＩおよびＣ２間に電位差が生じるようになる。こ
の電位差はそれ程大きなものでは無い。さもないとコン
デンサＣ２の定格電圧を超えてしまう。従って、不作動
モード中において、どの位いの電力をコントロール回路
２２に供給できるかの限界値が存在する。
、コンデンサｃｌ、ｃ２のローディングにアンバランス
が生じる。これは電源ライン１０．１２のＡＣ入力電圧
と比較してダイアックＤＣ１の相当程度の点弧電圧によ
って生じるものである。８ＭＰ８ が２２０Ｖ Ａ
Ｃ電源システム、即ち、ヨーロッパシステム用にジャン
パーＪ１を外してセットされた場合には、これらコンデ
ンサＣＩおよびＣ２間に電位差が生じるようになる。こ
の電位差はそれ程大きなものでは無い。さもないとコン
デンサＣ２の定格電圧を超えてしまう。従って、不作動
モード中において、どの位いの電力をコントロール回路
２２に供給できるかの限界値が存在する。
コンデンサＣ３，抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ６，ダイオードＤ
１およびダイアックＤＣ１は、これら単独で開始機能を
実現出来るのに対して、抵抗Ｒ２，Ｒ５、）ランジヌタ
Ｑ１．変圧器ＴＩ。
１およびダイアックＤＣ１は、これら単独で開始機能を
実現出来るのに対して、抵抗Ｒ２，Ｒ５、）ランジヌタ
Ｑ１．変圧器ＴＩ。
ダイオードＤ２およびコンデンサＣ４はそれのみでは開
始機能を実現できないが、少なくとも同様に他の機能を
保有するようになる。
始機能を実現できないが、少なくとも同様に他の機能を
保有するようになる。
第１図に示した他の全てのコンポーネントは開始機能を
全く有しないものである。
全く有しないものである。
第１図用の全体のコンポーネントのリストは以下の通シ
である。
である。
ＣＩ
ＱＩ
ＱＩ
ＱＩ
ｒ ｃ５
ＱＩ
ならびにコントロール回路、フィルタ回路およびブリッ
ジ回路Ｂノがある。
ジ回路Ｂノがある。
第２図はＦＥＴ ハーフブリッジブツシュ／プルＳＭＰ
Ｓ 付き本発明による開始回路を示す。
Ｓ 付き本発明による開始回路を示す。
開始回路に関する限シにおいては、第１図と第２図の基
本的な差は第２図においては、ダイアックＤＣ１θの一
方の回路をトラン７Ｔ２の二次ドライブ回路に直結して
いることである。第１図の抵抗Ｒ３に対応する電流制限
抵抗は必要の無いものである。第２図の回路の他の詳細
は当業者にとって容易に理解し得るものである。
本的な差は第２図においては、ダイアックＤＣ１θの一
方の回路をトラン７Ｔ２の二次ドライブ回路に直結して
いることである。第１図の抵抗Ｒ３に対応する電流制限
抵抗は必要の無いものである。第２図の回路の他の詳細
は当業者にとって容易に理解し得るものである。
第２図の開始回路は、第１図を参照し乍らバイポーラフ
ライバックシステムの開始回路と同様な方法で作動する
。しかし、ダイアックＤＣ１ｏが点弧した時に、このダ
イアックによってドライブトランスＴ１２の二次側に検
出可能な電圧（約Ｂｖ）が発生し、この電圧はＦＥＴＱ
Ｊ２を、ダイアックパルスが消失する前にドライブ回路
１２２を介して完全にＯＮさせることができる。ＳＭＰ
Ｓ が付勢された後で、ダイアックＤＣＩＯが通、常
の動作中、前述の実施例と同様に不作動となる。ここで
大切なことは、ドライブトランスＴ１２二次電圧のピー
ク値はダイアックＤＣ１０の点弧電圧より大きいもので
ないことで、もし、大きくなるとダイアックＤＣ１０は
通常のＳＭＰＳ 動作中、逆方向に点弧してしまうか
らである。
ライバックシステムの開始回路と同様な方法で作動する
。しかし、ダイアックＤＣ１ｏが点弧した時に、このダ
イアックによってドライブトランスＴ１２の二次側に検
出可能な電圧（約Ｂｖ）が発生し、この電圧はＦＥＴＱ
Ｊ２を、ダイアックパルスが消失する前にドライブ回路
１２２を介して完全にＯＮさせることができる。ＳＭＰ
Ｓ が付勢された後で、ダイアックＤＣＩＯが通、常
の動作中、前述の実施例と同様に不作動となる。ここで
大切なことは、ドライブトランスＴ１２二次電圧のピー
ク値はダイアックＤＣ１０の点弧電圧より大きいもので
ないことで、もし、大きくなるとダイアックＤＣ１０は
通常のＳＭＰＳ 動作中、逆方向に点弧してしまうか
らである。
出力がオーバーロードの間、ダイアックＤＣ１０は、前
述の実施例に関連して説明したのと同じ理由のために、
デー−ティサイクルが短かくなるので不作動のままとな
る。デー−ティサイクルが極めて短かくなると、または
ＦＥＴＱＪ２．ＱＩ３がＯＮＬ損なうと、ダイアックＤ
Ｃ１ｏは点弧してしまう。ダイアックＤＣ１θの電圧が
点弧電圧に近くなると、ドライブトランスＴ１２の負に
向うパルス（ＦＥＴＱＪ、２がコントロール回路１２２
によってＯＮとなシ、その後ＯＦＦ となってしまっ
た直後に発生する）によってダイアックＤＣＩＯが点弧
するようになる。ダイアックＤＣ１０が、ＳＭＰＳ
スイッチングサイクル期間の半分以下の期間中にＯＮと
なるので、ダイアックＤＣＩＯが上側ＦＥＴＱ１３が導
通状態の時に点弧しない。従って、出力回路が短絡の場
合には、ダイアックＤＣ１０の点弧によってＦＥＴ
が破壊されるようにならず、または、短絡されていない
出力回路間に適当な電圧が現われるようになる。この理
由は、出力回路のインダクタおよびプリーダ抵抗のであ
る。
述の実施例に関連して説明したのと同じ理由のために、
デー−ティサイクルが短かくなるので不作動のままとな
る。デー−ティサイクルが極めて短かくなると、または
ＦＥＴＱＪ２．ＱＩ３がＯＮＬ損なうと、ダイアックＤ
Ｃ１ｏは点弧してしまう。ダイアックＤＣ１θの電圧が
点弧電圧に近くなると、ドライブトランスＴ１２の負に
向うパルス（ＦＥＴＱＪ、２がコントロール回路１２２
によってＯＮとなシ、その後ＯＦＦ となってしまっ
た直後に発生する）によってダイアックＤＣＩＯが点弧
するようになる。ダイアックＤＣ１０が、ＳＭＰＳ
スイッチングサイクル期間の半分以下の期間中にＯＮと
なるので、ダイアックＤＣＩＯが上側ＦＥＴＱ１３が導
通状態の時に点弧しない。従って、出力回路が短絡の場
合には、ダイアックＤＣ１０の点弧によってＦＥＴ
が破壊されるようにならず、または、短絡されていない
出力回路間に適当な電圧が現われるようになる。この理
由は、出力回路のインダクタおよびプリーダ抵抗のであ
る。
出力低下状態の下では、第２図の開始回路は第１図の回
路と同様な方法で作動するように々る。さもないと、こ
の開始回路はスナップアクション（８ｎａｐ ａｃｔｉ
ｏｎ ）を行なうようになシ、更に固有のヒステリシス
を有するのでこの出力低下を保償するようになる。また
、出力回路が不作動の期間中、即ち、過電圧トリップま
たはスタンバイ期間中、本例の開始回路は、１つの主要
な差を除いては第１図のものと同様に作動するようにな
る。
路と同様な方法で作動するように々る。さもないと、こ
の開始回路はスナップアクション（８ｎａｐ ａｃｔｉ
ｏｎ ）を行なうようになシ、更に固有のヒステリシス
を有するのでこの出力低下を保償するようになる。また
、出力回路が不作動の期間中、即ち、過電圧トリップま
たはスタンバイ期間中、本例の開始回路は、１つの主要
な差を除いては第１図のものと同様に作動するようにな
る。
第２図の開始回路によって、蓄積コンデンサＣ１ｌ、Ｃ
１２のローディング状態に２種類のアンバランスが生じ
てしまう。第１としては、第１図の回路ですでに説明し
たアンバランスと同じものである。即ち、入力電圧と匹
敵できる適当なダイアック点弧電圧による原因である。
１２のローディング状態に２種類のアンバランスが生じ
てしまう。第１としては、第１図の回路ですでに説明し
たアンバランスと同じものである。即ち、入力電圧と匹
敵できる適当なダイアック点弧電圧による原因である。
この入力電圧は、ＳＭＰ８ を２２０ｖに対してセッ
トすると（即ち、ジャンパ線Ｊ１を除去する）、２つの
コンデンサ間における電位差が生じる。
トすると（即ち、ジャンパ線Ｊ１を除去する）、２つの
コンデンサ間における電位差が生じる。
もう１つのアンバランスとしては、ハーフブリッジコン
デンサＣ１Ｂ、Ｃ１９の接続点かＰ［ｌ。
デンサＣ１Ｂ、Ｃ１９の接続点かＰ［ｌ。
れる−次電流によるもので、従って、この電流は抵抗Ｒ
１３を経て蓄積コンデンサＣＩ！。
１３を経て蓄積コンデンサＣＩ！。
Ｃ１２の接続点から流れるようになる。この電流は、下
側のＦＥＴ スイッチＱ１２を点弧するダイアックＤ
Ｃ７，０によってのみ発生されるので（従って、出力回
路が不作動中は一方向のみである）、このような電流に
よってハーフブリッジコンデンサＣ１Ｂ、Ｃ１９および
蓄積コンデンサ（，１１，ＣＩ２間の負荷にアンバラン
スを生じる原因となる。
側のＦＥＴ スイッチＱ１２を点弧するダイアックＤ
Ｃ７，０によってのみ発生されるので（従って、出力回
路が不作動中は一方向のみである）、このような電流に
よってハーフブリッジコンデンサＣ１Ｂ、Ｃ１９および
蓄積コンデンサ（，１１，ＣＩ２間の負荷にアンバラン
スを生じる原因となる。
これら２つのアンバランスは成る程度、互いに打消し合
うが、第２のアンバランスは、ジャンパー線を除去した
場合には、上側の蓄積コンデンサＣ１１に大きな電圧が
発生してしまう。
うが、第２のアンバランスは、ジャンパー線を除去した
場合には、上側の蓄積コンデンサＣ１１に大きな電圧が
発生してしまう。
このことは第１図の回路とは反対のものである。
従って出力回路が不作動の間におけるコントロール回路
の消費電力を制限する必要があシ、上側の蓄積コンデン
サＣ１ｌの電圧をコンデンサの定格内に保持させると共
に、コントロール回路１２２の電圧を十分に高いものと
することができる。
の消費電力を制限する必要があシ、上側の蓄積コンデン
サＣ１ｌの電圧をコンデンサの定格内に保持させると共
に、コントロール回路１２２の電圧を十分に高いものと
することができる。
第２図の回路においては、コンデンサＣＩ ３゜抵抗Ｒ
１４，Ｒ１６，ダイオードＤｌｌおよびダイアックＤＣ
１０は単独で開始機能を果すが、抵抗Ｒ１，？、）ラン
ジスタＱ１２．トランスＴ１ノ、ダイオードＤ１２およ
びコンデンサＣ１４は開始機能のみならず、少なくとも
もう１つの他の機能を果すようになる。
１４，Ｒ１６，ダイオードＤｌｌおよびダイアックＤＣ
１０は単独で開始機能を果すが、抵抗Ｒ１，？、）ラン
ジスタＱ１２．トランスＴ１ノ、ダイオードＤ１２およ
びコンデンサＣ１４は開始機能のみならず、少なくとも
もう１つの他の機能を果すようになる。
第２図の開始回路を適当な変更を加えて、フルブリッジ
電力ＦＥＴ ８ＭＰ８（電源）と協動させることかで
きる。例えば、ダイアックが点弧した時に２つのトラン
ジスタがＯＮ、！：なるようにすることができ、これに
はこの目的の為に２つの二次回路を有する密結合させた
ドライブトランスを用いる。
電力ＦＥＴ ８ＭＰ８（電源）と協動させることかで
きる。例えば、ダイアックが点弧した時に２つのトラン
ジスタがＯＮ、！：なるようにすることができ、これに
はこの目的の為に２つの二次回路を有する密結合させた
ドライブトランスを用いる。
また、本発明の開始回路を従来のレギュレータ゛コン′
＜−タ（ｒ＠ｇｕｌａｔｏｒ −ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ
）回路、例えば第３図で示した回路に用いることもでき
、ここではバックレギュレータ（ｂｕｅｋ ｒｅｇｕｌ
ａｔｏｒ）に固定されたデエーティサイクルコンバータ
に供給するスイングエミッタ（ｓｗｊｎｇｌｎｇ ｅｍ
ｌｔｔｅｒ）が設けられている。レギエレータトランジ
スタＱ１のエミッタによってＤＣ入力をスイッチングさ
せている。＄４図は、第３図の入力を何如にして再構成
して本発明を容易に実施できるかを表わしている。即ち
、スイッチングトランジスタＱ２１のエミッタを入力側
に戻すように種々のコンポーネントを再構成することに
よって奥現できる。
＜−タ（ｒ＠ｇｕｌａｔｏｒ −ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ
）回路、例えば第３図で示した回路に用いることもでき
、ここではバックレギュレータ（ｂｕｅｋ ｒｅｇｕｌ
ａｔｏｒ）に固定されたデエーティサイクルコンバータ
に供給するスイングエミッタ（ｓｗｊｎｇｌｎｇ ｅｍ
ｌｔｔｅｒ）が設けられている。レギエレータトランジ
スタＱ１のエミッタによってＤＣ入力をスイッチングさ
せている。＄４図は、第３図の入力を何如にして再構成
して本発明を容易に実施できるかを表わしている。即ち
、スイッチングトランジスタＱ２１のエミッタを入力側
に戻すように種々のコンポーネントを再構成することに
よって奥現できる。
一般に市販されているダイアックは、約３２Ｖの点弧電
圧を有するもので、従ってこれは本発明の開始回路で使
用するのに適したもので、これは入力電圧が高い場合、
例えば１１０ｖまたは２２０■の場合に適している。例
えば１２Ｖまたは２４Ｖの通常の入力電圧を有するＤ
Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ用には、１０ｖまたはこれ以下の
点弧電圧を有する四層ダイオードを前述のダイアックの
代シに用いることかできる。例えば、３端子口層ダイオ
ードを、抵抗によってプログラムされた点弧電圧で尚業
者の技術を駆使して作動させることもできる。また、ユ
ニジャンクシｌントランジスタを利用できる。
圧を有するもので、従ってこれは本発明の開始回路で使
用するのに適したもので、これは入力電圧が高い場合、
例えば１１０ｖまたは２２０■の場合に適している。例
えば１２Ｖまたは２４Ｖの通常の入力電圧を有するＤ
Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ用には、１０ｖまたはこれ以下の
点弧電圧を有する四層ダイオードを前述のダイアックの
代シに用いることかできる。例えば、３端子口層ダイオ
ードを、抵抗によってプログラムされた点弧電圧で尚業
者の技術を駆使して作動させることもできる。また、ユ
ニジャンクシｌントランジスタを利用できる。
直流入力によって、ブリッジＢｌ、蓄積コンデンサＣＩ
、Ｃ２，抵抗Ｒ１，Ｒ２および電圧選択リンクまたはジ
ャンパー線Ｊｌ（第１図）を省略できると共に、例えば
逆極性保護ダイオードおよび／または入力ノイズ阻止コ
ンデンサによって代用することもできる。勿論、このこ
とは第２図の回路にも同様に適用できる０また、本発明
によるダイオードの不作動技術はバイポーラまたはＦＥ
Ｔ テクノロジを用いた殆んどのタイプのＳＭＰＳ
に利用でき、ここでは少なくとも１個のスイッチング
トランジスタは、これのエミッタ、即ちソースを入力側
の進みまたは戻し用に用いると共に、ドライブ回路によ
ってダイアック点弧電流の一部分以上の電流を転流させ
ないようにする。
、Ｃ２，抵抗Ｒ１，Ｒ２および電圧選択リンクまたはジ
ャンパー線Ｊｌ（第１図）を省略できると共に、例えば
逆極性保護ダイオードおよび／または入力ノイズ阻止コ
ンデンサによって代用することもできる。勿論、このこ
とは第２図の回路にも同様に適用できる０また、本発明
によるダイオードの不作動技術はバイポーラまたはＦＥ
Ｔ テクノロジを用いた殆んどのタイプのＳＭＰＳ
に利用でき、ここでは少なくとも１個のスイッチング
トランジスタは、これのエミッタ、即ちソースを入力側
の進みまたは戻し用に用いると共に、ドライブ回路によ
ってダイアック点弧電流の一部分以上の電流を転流させ
ないようにする。
本発明を利用するために、僅かな追加コンポーネントを
必要とする。この理由は、開始回路のいくつかのコンポ
ーネントがすでに他の機能を果すために存在しているか
らである。通常、開始回路に必要なすべてのコンポーネ
ントを小型化でき、プリント基板上にマウントさせやす
くシ、更に軽量で且つ従来のタイプのものを利用できる
。いずれにしても高電圧コンポーネントは必要とせず、
低電圧用コンポーネントで良いが、負性ピーク整流用ダ
イオードのみ高電圧用にする必要がある。このダイオー
ドは、コンバータのタイプや最大入力電圧によって、数
百ボルトまでピーク定格電圧を有するものである。
必要とする。この理由は、開始回路のいくつかのコンポ
ーネントがすでに他の機能を果すために存在しているか
らである。通常、開始回路に必要なすべてのコンポーネ
ントを小型化でき、プリント基板上にマウントさせやす
くシ、更に軽量で且つ従来のタイプのものを利用できる
。いずれにしても高電圧コンポーネントは必要とせず、
低電圧用コンポーネントで良いが、負性ピーク整流用ダ
イオードのみ高電圧用にする必要がある。このダイオー
ドは、コンバータのタイプや最大入力電圧によって、数
百ボルトまでピーク定格電圧を有するものである。
開始回路によって大きなトランジェント（転移）電力を
供給できるが（これはコントロール回路間のコンデンサ
を急速に充電させるのに必要なものである）、この場合
の電力消費はＳＭＰＳ動作のすべてのモード期間中極め
て小さくすることができる。低電圧の制限はダイアック
の点弧電圧レベル、通常は３２Ｖによって設定される０ 入力端のみの制限は存在しない。これはパワートランス
の開始用巻線（コントロール回路に電力供給するための
もの）をトランスのどちらの側へ設けられるためである
。ＳＭＰＳにコントロール回路を入力および出力側の両
側に設け、更に両方のコントロール回路に１つまたはそ
れ以上の電圧レール（電源）を必要とする場合には、２
つまたはそれ以上の開始用巻線を用いて実現できる。こ
のコントロール回路用に１つのみの電圧レール（電源）
が設けられ、これが出力側の場合には、開始用巻線を省
略できると共に、出力用二次巻線をこの目的のために用
いることができる鬼通常、コントロール回路を比較的広
いレンジの電圧で機能し得ように設計できるが、開始用
巻線の２倍の出カニ次巻線を勿論、正しい電圧のものに
する必要がある。
供給できるが（これはコントロール回路間のコンデンサ
を急速に充電させるのに必要なものである）、この場合
の電力消費はＳＭＰＳ動作のすべてのモード期間中極め
て小さくすることができる。低電圧の制限はダイアック
の点弧電圧レベル、通常は３２Ｖによって設定される０ 入力端のみの制限は存在しない。これはパワートランス
の開始用巻線（コントロール回路に電力供給するための
もの）をトランスのどちらの側へ設けられるためである
。ＳＭＰＳにコントロール回路を入力および出力側の両
側に設け、更に両方のコントロール回路に１つまたはそ
れ以上の電圧レール（電源）を必要とする場合には、２
つまたはそれ以上の開始用巻線を用いて実現できる。こ
のコントロール回路用に１つのみの電圧レール（電源）
が設けられ、これが出力側の場合には、開始用巻線を省
略できると共に、出力用二次巻線をこの目的のために用
いることができる鬼通常、コントロール回路を比較的広
いレンジの電圧で機能し得ように設計できるが、開始用
巻線の２倍の出カニ次巻線を勿論、正しい電圧のものに
する必要がある。
また、本発明の他の利益によれば、 ＳＭＰＩ９がダイ
アックの最初のパルスによって（ダイアックは正常のＳ
ＭＰ８動作となるまで繰返して点弧される）付勢に失敗
した場合に、この開始回路をリサイクルすることができ
る。また、開始回路が一旦開始した場合には、ＳＭＰＳ
の通常の動作中、自動的にこの回路は不作動となる。従
って、開始回路の異なった発振周波数および通常（７）
ＳＭＰＳの動作中、８ＭＰ８スイッチング回路の異な
った発振周波数によって生じる相互作用またはビート効
果は存在しない。更に、開始回路が一旦不作動になると
、これによってｉ９ＭＰ８によって発生された電気的ま
だは音響的ノイズを発生させることはない。
アックの最初のパルスによって（ダイアックは正常のＳ
ＭＰ８動作となるまで繰返して点弧される）付勢に失敗
した場合に、この開始回路をリサイクルすることができ
る。また、開始回路が一旦開始した場合には、ＳＭＰＳ
の通常の動作中、自動的にこの回路は不作動となる。従
って、開始回路の異なった発振周波数および通常（７）
ＳＭＰＳの動作中、８ＭＰ８スイッチング回路の異な
った発振周波数によって生じる相互作用またはビート効
果は存在しない。更に、開始回路が一旦不作動になると
、これによってｉ９ＭＰ８によって発生された電気的ま
だは音響的ノイズを発生させることはない。
ダイアックが点弧でき、従ってＳＭＰＳを付勢できる入
力電圧をダイアック点弧電圧によって決定される電圧以
上のいずれのレベルに設定できる。このような入力電圧
は開始用コンデンザ間の抵抗値を正しく選択することに
よって簡単に得られる。コントロール回路電圧の大きさ
は、この回路がＯＮした時にスイッチングトランジスタ
が完全に飽和できる状態によって決められる０従って、
入力電圧がＳＭＰＳをＯＮするのに必要なレベルより僅
か高い場合に、固有の正帰還動作が得られ、スナップア
クションが得られる。入力電圧が十分低いレベルに低下
した場合には、同様なスナップオフアクションが得られ
る。従って、電力の付勢、減勢および低下状態中安全な
゛ＳＭＰＳ動作が確保され、入力電圧のトランジション
は起らない。
力電圧をダイアック点弧電圧によって決定される電圧以
上のいずれのレベルに設定できる。このような入力電圧
は開始用コンデンザ間の抵抗値を正しく選択することに
よって簡単に得られる。コントロール回路電圧の大きさ
は、この回路がＯＮした時にスイッチングトランジスタ
が完全に飽和できる状態によって決められる０従って、
入力電圧がＳＭＰＳをＯＮするのに必要なレベルより僅
か高い場合に、固有の正帰還動作が得られ、スナップア
クションが得られる。入力電圧が十分低いレベルに低下
した場合には、同様なスナップオフアクションが得られ
る。従って、電力の付勢、減勢および低下状態中安全な
゛ＳＭＰＳ動作が確保され、入力電圧のトランジション
は起らない。
すでに説明したように、ＳＭＰＳがスナップオン作用す
る入力電圧は、スナップオンするレベルよりかなシ大き
なものである。このようにヒステリシスによってＳＭＰ
Ｓは、付勢された時にサイクルの電圧的破壊性０Ｎ１０
ＦＦシリーズが発生しなくなる。この理由は有限なライ
ンインピーダンスが存在するからである。このことは、
特に有効なもので、例えばオートトランスを入力側とＳ
ＭＰＳとの間に間挿しｆＣ，場合に有効なものとなる。
る入力電圧は、スナップオンするレベルよりかなシ大き
なものである。このようにヒステリシスによってＳＭＰ
Ｓは、付勢された時にサイクルの電圧的破壊性０Ｎ１０
ＦＦシリーズが発生しなくなる。この理由は有限なライ
ンインピーダンスが存在するからである。このことは、
特に有効なもので、例えばオートトランスを入力側とＳ
ＭＰＳとの間に間挿しｆＣ，場合に有効なものとなる。
Ｉ ＫＷの電力レベルにおいてすら、８ＭＰ８をスナッ
プオンさせるまで入力電圧をオートトランスを利用して
安全に且つ、ゆっ〈シ上昇させることができた。ＯＮ１
０ Ｆ Ｆ発振は、入力電流が低下した場合にかなシ大
きな入力電圧ドロップが存在しても観察され々かった。
プオンさせるまで入力電圧をオートトランスを利用して
安全に且つ、ゆっ〈シ上昇させることができた。ＯＮ１
０ Ｆ Ｆ発振は、入力電流が低下した場合にかなシ大
きな入力電圧ドロップが存在しても観察され々かった。
他の変形例は当業者によって容易に創作できる。
第１図は本発明の一実施例の回路、第２図は同じく第２
の実施例の回路図、第３図は従来のレギュレータコンパ
−ｌダの回路図、第４図は本発明の開始回路を第３図の
回路に応用した時の回路図である。 １θ、１２，１１０．１１２・・・電源ライン、２６．
２Ｂ、３０，１２６，１２８，１３０・・・出力回路、
２２，１２２・・・コントロール回路、Ｃｚ、Ｃ２，’
Ｃ１１，Ｃ１２・・・蓄積コンデンサ、ＤＣＩ 、ＤＣ
ＩＯ、、、ダイアック、Ｑｌ 、 Ｑｌ ２・・・ＦＥ
Ｔ。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦特許庁長官
宇 賀 道 部 殿 １．事件の表示 特頓昭６０−２７９３６０号 ２、発明の名称 へ〇−ＤＣ／ＤＣ−ＤＣスイッチングモード電源システ
ム３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 モダンリ籾−・コンノ々−ジョン０インコーポレーテツ
ド４、代理人 昭和６１年２月２５日
の実施例の回路図、第３図は従来のレギュレータコンパ
−ｌダの回路図、第４図は本発明の開始回路を第３図の
回路に応用した時の回路図である。 １θ、１２，１１０．１１２・・・電源ライン、２６．
２Ｂ、３０，１２６，１２８，１３０・・・出力回路、
２２，１２２・・・コントロール回路、Ｃｚ、Ｃ２，’
Ｃ１１，Ｃ１２・・・蓄積コンデンサ、ＤＣＩ 、ＤＣ
ＩＯ、、、ダイアック、Ｑｌ 、 Ｑｌ ２・・・ＦＥ
Ｔ。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦特許庁長官
宇 賀 道 部 殿 １．事件の表示 特頓昭６０−２７９３６０号 ２、発明の名称 へ〇−ＤＣ／ＤＣ−ＤＣスイッチングモード電源システ
ム３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 モダンリ籾−・コンノ々−ジョン０インコーポレーテツ
ド４、代理人 昭和６１年２月２５日
Claims (10)
- （１）入力と、この入力に接続された一次巻線と少なく
とも１つの出力を有する電力トランスと、この一次巻線
と入力とに直列接続されたスイッチング手段と、このス
イッチング手段のスイッチングを開始した後で制御する
コントロール回路と、電圧作動型手段を有する開始回路
とを具え、この電圧作動型手段は、これに印加された電
圧が最高入力電圧より低い予じめ決められた値を超えた
時のみ導通するようにし、前記電圧制御型手段を開始入
力電圧を受けられるように接続すると共に、前記スイッ
チング手段に接続することによって、このスイッチング
手段が、前記電圧作動型手段が開始時の入力電圧の上昇
によって導通させられた時にスイッチオンするようにし
、更に、電源の通常の動作中に前記電圧作動型手段に印
加された電圧が予じめ決められた値に到達しないように
防止することによって、この作動手段を不作動にする手
段を設けたことを特徴とするＡＣ−ＤＣ／ＤＣ−ＤＣス
イッチングモード電源システム。 - （２）前記開始回路に、更に前記電圧作動型手段に接続
された抵抗−コンデンサ手段を設け、これによってこの
電圧作動型手段に印加された開始電圧が前記入力におけ
る開始電圧の上昇率よりゆるやかな上昇率となるように
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のシス
テム。 - （３）前記不作動手段に前記電圧作動型手段に接続され
たコンデンサ手段と、このコンデンサ手段および前記ス
イッチング手段の電力トランスの一次側との間に接続さ
れた抵抗手段を設け、このコンデンサ手段を電源の通常
動作中、十分に放電維持させて、前記電圧作動型手段へ
の印加電圧が前記予じめ決められた値を超えないように
させたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のシ
ステム。 - （４）前記開始回路に更に前記電圧作動型手段に接続さ
れた抵抗−コンデンサ手段を設け、これによってこの電
圧作動型手段に印加される開始電圧を前記入力における
開始電圧の上昇率よりゆるやかな上昇率で上昇するよう
にし、前記不作動手段に、前記抵抗−コンデンサ手段と
前記スイッチング手段の電力トランスの一次側との間に
接続された抵抗手段を設けることによって、電源の通常
の動作中、前記抵抗−コンデンサ手段のコンデンサ成分
を十分に放電維持させ、この結果、前記電圧作動型手段
に印加された電圧が前記予じめ決められた値を超えない
ようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のシステム。 - （５）前記電圧作動型手段に、トライアックを設けたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のシステム。 - （６）前記電圧作動型手段に四層ダイオードを設けたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のシステム。 - （７）前記電圧作動型手段にユニジヤンクシヨントラン
ジスタを設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載のシステム。 - （８）前記スイッチング手段に少なくとも１個のトラン
ジスタを設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載のシステム。 - （９）前記電源にフライバックバイポーラアレンジメン
トを設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のシステム。 - （１０）前記電源にハーフまたはフル−ブリッジパワー
ＦＥＴアレンジメントを設けたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のシステム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CA470092 | 1984-12-13 | ||
| CA000470092A CA1231131A (en) | 1984-12-13 | 1984-12-13 | Disabled diac start-up technique |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61218366A true JPS61218366A (ja) | 1986-09-27 |
Family
ID=4129377
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27936085A Pending JPS61218366A (ja) | 1984-12-13 | 1985-12-13 | Ａｃ−ｄｃ／ｄｃ−ｄｃスイツチングモ−ド電源システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0190493A3 (ja) |
| JP (1) | JPS61218366A (ja) |
| AU (1) | AU5033485A (ja) |
| CA (1) | CA1231131A (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| USRE34462E (en) * | 1986-02-07 | 1993-11-30 | Astec International, Ltd. | Start circuit for generation of pulse width modulated switching pulses for switch mode power supplies |
| US4695936A (en) * | 1986-02-07 | 1987-09-22 | Astec Components, Ltd. | Switching mode power supply start circuit |
| US4887199A (en) * | 1986-02-07 | 1989-12-12 | Astec International Limited | Start circuit for generation of pulse width modulated switching pulses for switch mode power supplies |
| US4656573A (en) * | 1986-05-12 | 1987-04-07 | Rca Corporation | Power supply having on-off control |
| AU617134B2 (en) * | 1987-09-22 | 1991-11-21 | Astec International Limited | Dc power start circuit |
| US4890211A (en) * | 1988-02-05 | 1989-12-26 | Mark Telefus | Switching mode power supply start-up circuit |
| US5032970A (en) * | 1989-03-02 | 1991-07-16 | Mark Telefus | Switching mode power supply start-up circuit |
| DE4125510A1 (de) * | 1991-08-01 | 1993-02-04 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung mit einem schaltnetzteil |
| DE4238471C2 (de) * | 1992-11-14 | 2001-05-31 | Insta Elektro Gmbh & Co Kg | Schutzschaltung mit Überstrom- und Überspannungserkennung in Schaltnetzteilen für Wechselspannungs- und Gleichspannungs-Anschluß, insbesondere für den Betrieb von Niedervolthalogenlampen |
| JP3582523B2 (ja) * | 2002-09-17 | 2004-10-27 | トヨタ自動車株式会社 | 電気負荷装置、異常処理方法、および電気負荷の異常処理をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体 |
| GB2410177A (en) * | 2004-01-23 | 2005-07-27 | Hydrotech Ecs Ltd | Apparatus for moving and cleaning a container |
| EP2701294B1 (en) * | 2012-08-24 | 2017-11-08 | Dialog Semiconductor GmbH | Low current start up including power switch |
| CN102969737A (zh) * | 2012-11-20 | 2013-03-13 | 广西地凯科技有限公司 | 一种用于光伏逆变系统的停止优先控制方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2445032C2 (de) * | 1974-09-20 | 1984-06-14 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Einschaltspannung für den Steuerteil eines Mittelfrequenz-Umrichters |
| US4188661A (en) * | 1979-02-23 | 1980-02-12 | Gte Sylvania Incorporated | Direct drive ballast with starting circuit |
| US4246634A (en) * | 1979-03-07 | 1981-01-20 | Ann Arbor Terminals, Inc. | Start-up circuit for switch mode power supply |
| JPS57142174A (en) * | 1981-02-25 | 1982-09-02 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Self-excited dc/dc converter |
-
1984
- 1984-12-13 CA CA000470092A patent/CA1231131A/en not_active Expired
-
1985
- 1985-11-25 AU AU50334/85A patent/AU5033485A/en not_active Abandoned
- 1985-11-28 EP EP85308667A patent/EP0190493A3/en not_active Withdrawn
- 1985-12-13 JP JP27936085A patent/JPS61218366A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1231131A (en) | 1988-01-05 |
| AU5033485A (en) | 1986-06-19 |
| EP0190493A2 (en) | 1986-08-13 |
| EP0190493A3 (en) | 1987-08-12 |
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