JPS612459A - 周波数復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ｌ」へ１１ この発明は、アナログ画像信号と、アナログ部分のスペ
クトル周波数帯域がディジタル部分のスペクトル周波数
帯域よりも大きいような態様でコード化されたディジタ
ルデータ信号とによって時間多重化されたテレビジョン
信号を受取るために設けられたテレビジョンレシーバに
おいて用いるのに適した周波数復調器に関する。この発
明は特に、放送信号が、アナログ画像信号と、ラインお
よびフレームブランキング間隔期間中に伝送されかつ要
求されるスペクトル幅をアナログスペクトル幅よりも小
さい幅に縮小するように部分的な応答コードに従ってコ
ード化されたディジタルデータ信号との時分割多重化（
ＴＤＭ）から構成されるシステムにおいて用いるのに適
している。

１」些１１ ＥＢＬＩ　（欧州放送連合）の後援下において行なわれ
た研究開発作業は、”　Ｍ　Ａ　Ｃ−Ｐ　Ａ　ＣＫ　Ｅ
　Ｔ　”と呼ばれる、１２ＧＨｚの帯域における直接衛
星テレビジョン放送システムを明瞭に示すに到っており
、その説明は、″直接衛星ＴＶのためのＣ−ＭＡＣ／パ
ケットシステム（Ｔｈｅ　　Ｃ−ＭＡＣ／ｐ　ａｃｋｅ
ｔ　　ｓｙｓｔｅｍ　　ｆｏｒｄｉｒｅｃｔ　　５ａｔ
ｅｌ　ｌ　１ｔｅＴＶ、　ＥＢＵ　　Ｒｅｖｉｅｗ　−
Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　　Ｎｏ、２２０、　Ａｕａｕｓｔ
　１９８３　）　”という論文において見出すことがで
きる。このシステムは、１スキヤンラインの数分の１に
わたって、およびデータ（もしも必要ならば、データ、
同期、データチャネル）によるラインの持続時間の別の
数分の１にわたってディジタル的に、搬送波がアナログ
イメージ信号（輝度および色差）によって変調される、
ＲＦ時分割多重化信号を用いている。この信号は、第１
図に示されているようなものであり、ここでディジター
ル成分は、パケットによって多重化されて伝送される。

第１図において、連続する周期は以下の方法で割当てら
れる： ａ　：　ライン同期ワードが先行し、その後に続くディ
ジタル的にコード化されたデータのパーストによって６
肴された期間、 ｂ：　エネルギ拡散をもたらすために映像に加えられる
分離（基準（ｐｅｄｅｓｔａ　ｌ　）　）信号の前縁を
含む、デ・−夕の端部からの遷移（この信号はおそらく
画像信号と同期した三角波である）、Ｃ：　クランピン
グ期間（色差のＯレベルを与えかつ信号を各スキャンラ
インに整列させる）、ｃｓｌ：　　ビデオ暗号化または
スクランプリング（ｓｃｒａｍｂｌｉｒ＋ｏ）のために
残しておくｄ：３／１の比率で時間圧縮されたアナログ
サンプルとしての色差（色廉）、 Ｑ：３／２の比率で時間圧縮されたアナログサンプルと
しての輝喰、 ｓｃ２＋　　ビデオ暗号化またはスクランプリングのた
めに残しておく、 ｈ：　基準信号の後縁を含む、データへの遷移。

１２ＧＨｚのチャネルにおける直接衛星テレビジョン放
送のために現在提案されているＣ−ＭＡＣパケットシス
テムは、２０．２５ＭＨ２のクロック周波数において４
状態位相シフトキーング（ＭＤＰＩ−４または２−４Ｆ
ＳＫ）を用い、これは地上ネットワークと同一のコーデ
ィングの使用と相客れない周波数スペクトルの要求をも
たらす。さらに、（応答全体に対してディジタルコーデ
ィングを用いる）２−４ＦＳＫ変調は、ナイキストの第
１の判定基準、したがって記号半周波数における−６　
ｄＢ通過ポイントに対する承諾を含み、高周波歪に対す
る高い感度を有している。最後に、ベースバンド表示の
欠如はさらに、７−８ＭＨ２の範囲の周波数を用いる地
上搬送波（配線されたネットワーク、無線リンク）を介
して伝送が実行されるときに克服することが困難な問題
を引起こしている。

介ｍｏ見」Ｌ この発明の目的は、Ｃ−ＭＡＣパケットシステムの上述
の欠点を克服することである。そのため、この発明は、
２−４ＦＳＫ変調を、部分的な応答を伴なったベースバ
ンドコーディング、好ましくはデュオバイナリコーディ
ングで置換えることが以下のことを可能にしているとい
う事実に依存しているニ ーそのスペクトルの要求が、もしも必要ならば５ないし
８．５ＭＨ２の値に制限されるすべての伝送搬送波（衛
星、無線リンク、同軸ケーブルまたは光学ファイバで配
線されたネットワーク）に対する同一のベースバンド表
示を有すること、−アナログおよびディジタル信号（画
像およびデータ）に対して同一の周波数復調器を用いる
こと。

遅延時間は自動的に等しくなるので、後者の特徴は、画
像およびデータ信号の完全な位相の一致を保証する。ク
ロックおよび同期信号はデータから抽出されるので、こ
れは本質的な利点である。

この発明の１つの見地に従うと、そのアナログ部分がデ
ィジタル部分の周波数帯域幅よりも大きい周波数帯域幅
の必要性を有する、レシーバＴＶ放送に適用されるレシ
ーバに対するアナログおよびディジタル信号に対する共
通周波数復調器が提供されており、前記レシーバは、そ
の帯域幅が、アナログ信号が高い信号対雑音比を有する
ときにアナログ信号に対して最適な値と、ディジタル信
号に対して最適な値との中間の値に調整されまたは調整
可能な入力フィルタを含んでいる。

有利な実施例において、このフィルタは自己適応型であ
り、その帯域幅は、高い信号対雑音比を伴なうアナログ
信号に対する最適値に近い値と、ディジタル信号に対す
る最適値に少なくとも等しい値に留まるより低い値との
間で変化するように自動的に制御される。

このフィルタは、調整可能な部分と直列接続されたアナ
ログ部分に対する最適値に等しい固定された通過帯域を
備えた部分を有し、調整可能な部分は、並列関係で、直
接チャネルと、固定された遅延および調整可能な減衰器
から構成されるチャネルとを含み、これら２つのチャネ
ルは、加算回路の２つの入力に接続されている。その後
、減衰率を修正することによって通過帯域の調整が行な
われる。この修正は、狭い周波数帯域における復調の後
にノイズのスペクトル密度を測定する手段によって実行
される。他の解決は、ディジタル信号のビット上の誤り
率を測定しかつ誤り率に従って増大する電圧を発生して
減衰器を制御することにある。

他の試みは、少なくとも３つの係数を有する適応フィル
タを用いることである。

この発明の他の局面において、アナログイメージ信号と
、ラインおよびフレームブランキング間隔中に送られパ
ケットに分類され、音声および同期信号を含むデュオバ
イナリコード化ディジタルデータ信号のバーストとの時
分割多重化を伴なうテレビジョンシステムのためのレシ
ーバが提供されており、アナログ部分によって要求され
たスペクトル帯域７幅はディジタル部分の帯域幅よりも
大きい。このレシーバは、典型的には復調の後に信号対
雑音比に応答するように適応可能であるが、高い信号対
雑音比を伴なうアナログ部分に対する最適幅以下の幅で
おそらく固定された、アナログおよびディジタル信号に
対する単一の周波数復調器を含んでいる。したがって、
最終的なイメージ信号の劣化は、高レベルのパルス性ノ
イズの存在においで著しく減少される。

この発明の他の局面に従うと、アナログ部分よりも狭い
スペクトル帯域で、ディジタル−アナログ時分割多重化
によって周波数変調されたＲＦ倍信号アナログ部分およ
びディジタル部分の双方を復調するための表面音波周波
数復調器が提供されている。この復調器は、同一サブス
トレート上で、アナログ信号に対して要求されたスペク
トルの間隔に対応しかつ４つの並列チャネルを駆動する
帯域幅を有する固定されたフィルタを備えている。

入力トランスデューサは、すべてのチャネルに共通であ
り、さらに各チャネルは出力トランスデューサを有して
いる。これらのチャネルの２つは、遅延がτＯおよびτ
Ｏ十τ（τＯは任意の値である一方で、τは、固定され
たフィルタの帯域よりも狭い帯域を備えたフィルタリン
グに対応する値である）である第１の対を形成しかつ第
１の加算回路をドライブする。他の２つのチャネルは、
遅延がτＯ＋θおよびτ０＋τ＋θ（θは周波数識別バ
ンド幅を固定する）である第２の対を形成しかつ第２の
加算回路をドライブする。２つの加算回路は、それぞれ
のリミッタを介して、その出力がローパスフィルタリン
グを受けるマルチプレクサの入力をドライブする。遅延
τ０＋τおよびτＯ＋τ十θに対応するチャネル内に、
ローパスフィルタの出力における信号対雑音比によって
制御される、同一の減衰率を有する減衰器を配置するこ
とによって、帯域幅は、最適値に近い値に自動的に調整
され得る。

帯域幅を調整するためのアルゴリズムは、それぞれの場
合における特定の必要性に従って選択される。たとえば
、信号対雑音比が、所定の値以下に降下しかつこの比率
がこの値（たとえば１０ｄＢ）以下に降下しようとする
ときに認められた最大の狭さまで帯域を狭くすることを
防ぐアルゴリズムが選択される。他の解決方法は、信号
対雑音比が所定の値以下のときに復調後に帯域幅の値を
信号対雑音比の各々の値に組合わせることである。

周波数復調器の次にローパスフィルタが続いている。デ
ィジタル信号の復調に対する最適の性能は、ローパスフ
ィルタが、（上述のデュオバイナリ変調テレビジョン信
号の場合）−３ｄＢにおいて５ＭＨ２に等しい帯域幅と
、以下のように規定される伝達関数とを有する余波アー
チフィルタであるときに得られる： ）−Ｉ　　ＣＶ）＝　　Ｃ０５（７ｒ−ν　”／２）　
　ＣＶ＜１／Ｔ＝　１０ＭＨｚｔ二灯して〕＝Ｑ　　　
　　　　　　　　　（ν＞ｉ／ＴＬ：、えｔして）しか
しながら、アナログ信号に対して、しきい値以上の画像
信号の最適の質は、少なくとも７゜５ＭＨｚに等しい通
過帯域を有するローパスフィルタによって得られる。実
際に、この２重条件は、２つの並列チャネル、すなわち
ディジタル信号に割当てられた一方のチャネルと、アナ
ログ画像信号に割当てられた他方のチャネルとを有する
ローパスフィルタを用いることによって一般に満足され
る。

この発明は、例示の目的で与えられた特定の実施例の以
下の説明からより良好に理解されるであろう。

特定の実　例の１明 この発明は、搬送波が、一方で、ラインの持続時間の数
分の１の期間中にアナログイメージ信号によって周波数
変調され、かつ他方でデュオバイナリコード化データ信
号によってディジタル的に周波数変調される無線周波数
ＴＤＭ信号を用いるテレビジョンシステムへのその応用
例において説明されるであろう。ラインの持続時間の時
間の配分は、既に第１図において与えられている。

しかし、データバーストはその後、１０．１２５Ｍビッ
ト／秒（Ｃ−ＭＡＣパケットの場合における２０．２５
Ｍビット／秒の代わりに）でデュオバイナリコード化さ
れる。

変調信号は、第２図に示されるように発生する。

データ信号（ディジタル的にコード化された音声チャネ
ル）および他のサービス（特に同期情報）は、擬似ラン
ダムジェネレータによる混合の後に、ｂｋ＝ａｋ■ｂｋ
−１ の形態のプレコーディングを受けてエラーの伝播を排除
し、その摸デュオバイナリコーディングは、正確に言え
ば： ｃｋ＝　ｂｋ＋　ｂｋ−１ であり、そこから： ｃｋ　（ｍｏｄ　２　）　＝ａｋ である。

ついでに、デュオバイナリ信号のベースバンド（レシー
バに設けられるであろう高周波復調器の出力における）
へのデコーディングが、第３図に示され、２つのコンパ
レータ２２と、゛排他的ＯＲ１１ゲート２４とを含む回
路２０によって簡単に与えられるということに注意すべ
きである。得られた２進信号はその後、２６におい゛Ｃ
サンプリングされる。

得られたデュオバイナリ信号は、以下のものに対応する
ように選択される３つのレベルを有しているニ 一色差または“″色度°゛レベルＯに対応するレベル０
１ 一黒および白レベルに対応するレベルｌＲＯＭ２８によ
る対応する処理は、第２図に概略的に示されている。

データおよびイメージ信号（これらは、たとえば８ビツ
トを介して模でコード化される）は、スイッチング人力
３２によって制御されるタイムマルチプレクサ３０によ
って並置される。この多重化された信号はその後、 一コンバータ３４によるアナログ／ディジタル変換、 一５ＭＨｚの帯域幅を有する方形フィルタ３６によって
サンプリング半周波数以下の成分を除去するローパスフ
ィルタリング、および −サンプリング時間におけるシンボル間の干渉を排除す
るための、３８におけるＸ　／ｓｉｎ　ｘとしての訂正
を受けることになる。

得られた信号のアイ（ｅＶｅ）のダイヤフラムは、第４
図に示された種類のものである。輝度信号の黒−白遷移
に対応するＴＶピークに対して、データの振幅がシンボ
ル間の非干渉のときにＯ，ＳＶであるように、変調が選
択される。デコーディングしきい値ｓ１および８２（第
３図）は、はぼＩの中央で選択される。

得られた信号は最後に、４ｏにおいて、次の形態の、Ｅ
ＢＵによって蜆格化されたブリエンファシスを受ける： ０（シン−［１十（ν／ｊｂ＞２Ｊ　／　〔ｔ＋　（Ｖ
／ｆｚ＞２」ここで、ｆａ＝１．５０４ＭＨｚおよびｆ
ｂ＝　０　。

８４２ＭＨ２である。

プリエンファシスセル４０に続く周波数変調器４２は、
９．６ＭＨ２／Ｖの変調の傾斜を有している。したがっ
て、変調された搬送波の周波数の偏差は次の値を有して
いるニ ーイメージ信号に関して、低周波成分に対して９．６Ｍ
Ｈ２およびプリエンファシスセル（１゜３７ＭＨｚ）の
遷移周波数に対して１３．５ＭＨｚ１ 一シンボル間の非干渉の時間における、データ信号に関
して、信号の低周波成分に対して７．６ＭＨ２および１
．３５の変調率に対応する信号のピーク−ピーク値に対
して１３．５ＭＨ２゜受信時に、周波数変調された搬送
波は、中間周波数およびチャネルフィルタリングを介し
て通過した後に、ディジタル信号およびアナログ信号を
回復するように復調されなければならない。上述のよう
に設計されたＣ−ＭＡＣパケットの場合、フィルタリン
グおよび復調は、２つの信号に対する別々のチャネルに
よって実行されなければならない。逆に、２つのタイプ
の信号のスペクトル間隔の要求が同等である場合に、復
調は、同一ユニットによって実行される。計算および経
験は、サービスの質が、正確に言えば復調器に先行する
受信フィルタ帯域幅に依存するであろうということを示
している。このサービスの質はまた、復調器に続きかつ
信号のディジタル部分に対しおよびアナログ部分に対し
異なる特性を有していなければならないローパスフィル
タの特性に依存している。

用いられるコーディングがデュオバイナリである場合に
、そして上述の与えられた特定の例によってニ ーディジタルサービスの最適の性能は、−３ｄＢにおい
て１４ＭＨ２に等しい帯域幅を有するバンドパスフィル
タによって達成される。これらの特性は、４極バツタワ
ースフイルタ（ｆｏｕｒ　　ｐｏｌｅＢｕＬｔｅｒｗｏ
ｒｔｈ　　ｆｉｌｔｅｒ）または表面波フィルタによっ
て達成される。第５図は、２つのフィルタに対する、２
７ＭＨ２の帯域における搬送波対雑音比Ｃ／Ｎの関数と
しての誤り率の変化を示しており、２つのフィルタの一
方は１４ＭＨ２の幅を有しておりかつ他方は２７ＭＨ１
の幅を有しており；同一の最適の性能は、上述のように
−ｄＢにおいて５Ｍ）（Ｚに等しい帯域幅を有する低周
波ローパスフィルタによって得られる； −アナログ信号ＭＡＣに対して、最良の結果は、一般に
、−３ｄＢにおいて２７ＭＨｚに等しい幅を有するバン
ドパス受信フィルタによって得られるであろう。しかし
、周波数変調が用いられているので、その結果は、搬送
波対雑音比がしきい値（約１０ｄＢ）以下に降下すると
きのパルスノイズに依存している。このノイズは、像の
質を劣化させる黒および白のドツトの出現によって明白
にされている。これらのドツトの数は、変調の特性と、
受信フィルタの帯域幅とに依存している。パルス性ノイ
ズに関する主たる利得は、２７ＭＨｚ幅のフィルタから
１４ＭＨｚのフィルタに通過するときに２　ｄＢのオー
ダである。

２分の１の幅以下に降下することなく（搬送波対雑音比
が高いときにアナログ信号に対して２７ＭＨ２の）最適
値以下に共通フィルタの帯域幅を減少することによって
、パルス性ノイズに対する感度は、増大した歪を失って
、音声を劣化することなくかなり減少されるということ
が理解されるであろう。

周波数復調器に続くローパスフィルタに関するかぎり、
もしもそれが少なくとも７．５ＭＨ２の通過帯域を有し
ているならば、最適の質のアナログイメージ信号を獲得
させる。

しきい値を越えるパルス性ノイズの存在においてアナロ
グ信号の受入れ難い劣化を引起こすことなくディジタル
信号に対する実質的に最適の性能を得るためのこの発明
に従う単一の周波数復調器の構成において２つの解決方
法が可能である。

復調器に先行する共通帯域通過フィルタに関する限り、
最も簡単な解決方法は、パルス性ノイズの欠如において
アナログ信号の復調に対する最適な帯域幅以下であるが
、音声に対する最適帯域の値よりも大きくまたは等しい
帯域幅を備えたフィルタを使用することである。その帯
域幅が手動で制御されるフィルタがおそらく使用される
であろう。

より精巧でかつより満足できる解決方法は、可変帯域幅
を有する適応フィルタと、Ｃ／Ｎ比が任意の値、たとえ
ば１０ｄＢ以下に降下するときに帯域幅を自動的に減少
させる回路とを用いることである。

レシーバの概略的な構造、すなわち無線周波数部分の下
流の部分は、第６図に示されている。入力エレメントは
、自動利得制御回路４６と組合わされた電子減衰器４４
によって形成され、復調器がリミッタおよびディスクリ
ミネータ、と関連する従来のタイプのものであるときに
復調器のリミッタの入力において一定の搬送波レベルを
獲得させている。信号を適当な値に持ってくる増幅器４
８と、周波数変調器５２をドライブする適応フィルタ５
０とがその後に続いている。後者の後には、ディエンフ
ァシスセル５４と、イメージおよびデータ信号処理回路
５６とが続き、これらは以下に議論される。回路５８は
、周波数復調器５２の出力において見出される誤り率か
らフィルタ５０の幅を制御する。

適用フィルタ５０の−３ｄＢにおける帯域幅は、搬送波
対雑音比Ｃ／Ｎが減少するときに２つの値Ｗ１およびＷ
２　（Ｗ２はＷｌよりも小さい）の間で変化する。上述
の例を再度採用すると：Ｗ＝　Ｗｌ　二　２７ＭＨｚ　
　（ｃ／Ｎ　　＞１ｙ　１ｔ：ｔｔしてジｗ、ｆ　ＣＣ
／Ｎ）　　＜７２＜Ｃ／Ｎ　７１１Ｌ吋しりＣ／Ｎ比が
ρ１およびρ２の間で減少するときに関数「はＷｌから
Ｗ２へ単調に減少する。Ｃ／Ｎがρ２以下になるときに
、Ｗは一定値Ｗ２を維持する。

適用フィルタ５０は第７図に示されるように形成される
。

この図面においで、フィルタ５０は、適応部分がその後
に続＜ＬＣまたは表面波（ＳＡＷ）タイプの固定フィル
タ６０を含んでいる。第７図において、入力信号は、適
応部分において２つのチャネルに分割される。チャネル
の１つは加算器６２の入力の一方に直接与えられる。他
方のチャネルを介して通過する信号は、たとえば遅延ラ
イン６４において時間τだけ遅延させられ、その後、印
加された電圧ＶＣによって制御されてＯと１との間で減
衰りを与える電子減衰器６６を介して通過する。減衰器
６６の出力は加算器６２の他方の入力に印加される。適
応部分の伝達関数は次の表面で与えられる： Ｅ（シン　二　１　÷　ａ、ｅＸｌ）　　（−ｊ　　２
７Ｃシ℃）この関数のモジュールρ（ν）は次の表湧を
有ここでＯ≦ａ≦１゜ ａ＝Ｏに対しρ（ν）＝１でありかつａ＝１に対してρ
（ν）　＝　２　ｃｏｓπνｔであり：ａ＝１の場合に
は、ρ（ν）の２つのＯの間の帯域幅がΔν＝１／τに
よって規定されるということが理解されよう。中心周波
数「０は、ｆ　Ｏ＝Ｎ／τという関係を確認し、ここで
Ｎは整数である。

例を用いてここで考慮された応用例において、以下の値
が選択されている： ｆ　Ｏ＝１１５ＭＨ２ Δν＝２３ＭＨｚ Ｎ＝５ ρ−４３．４ナノ秒（ｎｓ） 完全な周波数復調器は第８図に示されるように形成され
、ここで、我々は再度、その制御回路４６と組合わされ
た電子減衰器４４、固定帯域フィルタ６０、増幅器４白
、適応部分、リミッタ６８、周波数ディスクリミネータ
７０、その伝達関数がトランスミッタのプリエンファシ
スセルの逆であるディエンファシスセル５４、およびロ
ーパスフィルタ７２を見出すことができる。

ローパスフィルタ７２は２つのチャネルを有しており、
一方はイメージ信号処理回路１１０と関連し、かつ他方
は、デンジタル信号を処理しかつ回路１１０の入力１１
４に同期信号を供給する回路１１２と関連している。２
つのチャネルのローパスフィルタ１１６および１１８は
、上述の最適値に近い値を有しているであろう。

より簡単な解決方法は、第８図の高周波適応フィルタ５
０と同一の全体的な構成を有している、単一チャネルを
備えた適応フィルタを用いることである。このフィルタ
はその後、適応フィルタを遅延ラインおよび従来のＬＣ
タイプのフィルタ１２０と直列に接続することによって
形成されるであろう。適応部分はその後、遅延ライン１
２２と、その減衰率が、直接信号および遅延した信号を
受取る加算器に続く可変利得増幅器１２６に与えられる
制御電圧によって固定される調整可能な減衰器１２４と
を備えている。可変利得増幅器１２６は、減資器１２４
によってどのような減衰が導入されても、一定の出力電
圧を獲得させる。

増幅器１２６および減衰器１２４は、増幅器の利得Ｇが
以下の値になるように設計されかつ制御される： ａ＝０に対してＧ＝ＧＯ ａ＝１に対しＧ＝ＧＯ／２ ここでａは減衰でありかつＧｏは任意の利得である。

衛星テレビジョンへの応用において、以下の特性を有す
るフィルタ１２０および７２が特に用いられる： 伝達間数Ｆ（ν）を有する固定フィルタ１２０：０≦ν
≦７．５ＭＨ２に対して、 Ｆ（ν）−１ ７，５≦ν≦８．５ＭＨｚに対して Ｆ（ν）＝ｃｏｓ［π／２（シー７．５）］ν＞８．５
ＭＨ２に対して Ｆ（ν）−〇 適応部分： 遅延ライン１２２は、τ＝５０ナノ秒の遅延を与える。

したがって、得られたフィルタアセンブリは、−３ｄＢ
において、ａ＝０に対する８ＭＨｚからａ−１に対する
５ＭＨ２まで変化する帯域幅を有している。

適応フィルタ７２に与えられた制御電圧Ｖｃｃは、搬送
波対雑音比Ｃ／Ｎの関数として変化する。

この電圧は、減衰器６６を制御する電圧ＶＣと同様の方
法で作り出され、これは以下に説明される。

第８図に示された場合に、周波数ディスクリミネータ７
０は、時間θだけ遅延した同一の信号によって乗算され
た入力信号の積を伝える。実際に、遅延は、わずかな長
さの同軸ケーブルによって形成される遅延ライン７４に
よってもたらされるであろう。信号の乗算はリング変調
器７６によってもたらされる。周波数が変化するときに
、乗韓器７６の出力電圧は、正弦波のアーチで形成され
る、νの周期的な関数である。ｆＯに中心を置く周波数
ディスクリミネータを獲得するために、遅延θは次の関
係を確認しなければならない：θ＝　（２Ｐ＋１　＞／
４「０ ここでｐは正の整数である。２つのピークの間の距離は
、Ｂ＝１／２τに等しい。

１２ＧＨ２における衛星放送への応用において、θは、
１５．２ナノ秒（１１５ＭＨｚの中心周波数に対するＰ
＝３およびＰ＝３２．８ＭＨ２の帯域幅に対応する）に
等しいように選択される。この装置は、復調された信号
対雑音比をしきい値に近づけるようにかなり改善する。

第８図の復調器はさらに、通過帯域制御回路５８を備え
、その目的は、固定フィルタ６６の帯域全体において、
搬送波対雑音比Ｃ，／Ｎの関数として変化する制御電圧
を与〜えることである。この制御回路は、アナログまた
はディジタル形式のいずれであってもよい。

第９図は、回路５８のアナログ実施例を示している。第
９図に示された回路５８は、その中央周波数が、有用な
信号の周波数、たとえば約９ＭＨ１よりも大きい、狭い
帯域入力フィルタフ８を備えている。フィルタ７８の出
力信号は、８０において増幅され、さらに振幅検出器８
２をドライブし、その後にフィルタの狭い帯域における
復調されたノイズのスペクトル密面に比例する電圧■ｅ
・を伝えるローパスフィルタ８４が続いている。電圧Ｖ
ｅは、差動増幅器８６の入力の一方に与えられ、この増
幅器８６の他の入力は基準電圧ＶＯを受取る。増幅器８
６の特性は、適応フィルタ５０の通過帯域の変化の法則
をノイズの関数として固定される。増幅器８６はたとえ
ば、 もしもＶｅ≦ＶＯならばＶｃ＝０ もしもＶｅ　＞ＶＯならばＶＣ＝Ｇ　　Ｖｅ　（Ｇは増
幅器８６の利得） であるように使用される。

もしも電圧Ｖ。が、２７ＭＨ２の通過帯域にお（プるＣ
／Ｎ−１０ｄ、Ｂのようなスペクトルノイズ密度に対応
する値を有していれば、この装置は、もしもＣ／Ｎが１
０ｄＢ以下であれば制御電圧をフィルタに伝えるだけで
あるということが理解されるであろう。

数多くのディジタルの実施例が可能である。それらは極
端に簡単に提供することができるので、説明されない。

直接の解決方法は、ディジタル信号の２進成分（または
ビット）上の誤り率を測定し、かつこの誤り率に比例す
る電圧、または少なくともこの誤り率の関数として増大
する電圧を発生することである。

たとえば、ＭＡＣ／ＰＡＱＵＥＴＳタイプのシステムに
おける各ディジタルバーストに先行する７ビツトライン
同期ワードを用いる測定がなされる。このため、シフト
レジスタにおいて、受信された信号のおよびレシーバに
ストアされた同期ワードのビット対ビット比較を行なう
のが十分である。デュオバイナリコーディングは、抑止
された遷移を含むので、他の解決方法は、そのような抑
止された遷移の存在および周波数によって誤り率を決定
することである。

第７図の回路を３二係数の適応ディジタルフィルタで置
換えることによって、ディジタル構成は全体として適応
フィルタリングまで延びることさえできる。

第８Ｂ図は、遅延τを有する２つのエレメント１２８と
、減衰率ａ１．ａ２およびａ３を強制する３つの減衰器
１３０を有する、有限または通過パルス応答型のフィル
タを示している。特に、ａ１＝ａ３＝ａおよびａ２−１
が採用されている。

係数組がＯと０．５との間で変化するときに、伝達関数
のモジュールρは、ａ−Ｏに対するρ−１と、ａ＝０．
５に対するρ＝１　＋ＣＯ９２７ｒｌ／ｌ　トの間で変
化する。中心周波数０＝Ｎ／τを選択することによって
、ｉ大された余弦の形を有する約νＯの振幅／周波数応
答が得られ、２つのＯの間の帯域幅は、Δシー１／τに
等しい。

このタイプのフィルタは、係数が○と０．５との間のど
のような値を有するときにもどのような位相歪をも引起
こさないという利点を有している。

第８Ｂ図に示された実施例は、唯一の可能性ではない。

第８Ｃ図は、単一の減衰器１３４と、それぞれ遅延τお
よび２τを与える２つの遅延ライン１３６および１３８
とを含む変形例を示している。

第１０図は、第８図の適応フィルタが、−３ｄＢにおい
て２７ＭＨ２に等しい帯域幅およびａの異なる値に対し
てΔシ／２＝１４Ｍｌ−１２の遅延ラインフィルタを備
えた固定されたバッタワース型４極フイルタ６０を有す
るときの、第８図の適応フィルタの伝達関数を与えてい
る。第１１図は、適応フィルタをサービスに持って（る
しきい値が２７ＭＨ２の帯域全体にわたってＣ／Ｎ＝、
１０ｄＢにおいて固定されたときに、第８図の復調器で
得られるディジタル信号の復調された２進成分に関する
誤り率を与えている。Ｃ／Ｎ＜１０ｄＢに対して、得ら
れた性能は、（２７ＭＨｚの通過帯域を備えた実質的に
方形の４極バツタワースフイルタによって表わされた）
最適フィルタリングに対応する性能に非常に近く、誤り
率が破線で示されているということが理解されるあろう
。

第１１図に示されｔいるａ＝Ｏからａ−１への通過の法
則は、明らかに唯一の可能性ではない。

たとえば、一定の誤り率は任意の値から維持されること
ができ、これは誤り率のディジタル的な測定の場合に用
いる都合の良い解決方法を表わしている。ａ＝Ｏおよび
ａ＝１に対応する曲線間の遷移ラインはその後水平とな
るであろう。１０ｄＢだけ異なるＣ／Ｎの値からフィル
タの幅を減少させることもまた可能であろう。一般に、
最も適当であると判断した遷移法則は、アナログ部分（
搬送波対雑音比が高いときに）に対する最適値に近い通
過帯域と、ディジタル部分に対する最適通過帯域との間
で採用される。第１２図は、第１１図と同じ遷移法則に
対する、２７ＭＨ２の帯域における搬送波対雑音比Ｃ／
Ｎの関数としてのイメージ信号に対する輝度加重された
信号対雑音比を示している。しきい値以下の得られた主
な利得は、通過帯域を最大限に狭くすることに対して２
　ｄＢのオーダであることが理解されよう。

第８図に描かれた適応フィルタングを伴なう周波数復調
を得る方法において、フィルタリングおよび識別オペレ
ーションが異なる手段によって実行される。次に説明さ
れる変形例において、適応フィルタリングを伴なう周波
数復調に必要とされるオペレーションの全体は、同一サ
ブストレートによってすべて支持される表面音波手段に
よってもたらされている。

この点について、特に位相シフトが２状態位相シフトで
あるときに、ゲイジタルトレインによって位相シフト変
調された波を復調するための差動復調器が既に提案され
ている（フランス特許第２３１２　８８１号）というこ
とに言及すべきである。この発明は、与えられる信号の
ディジタル部分およびアナログ部分の双方を復調させか
つ同時に通過帯域を搬送波／雑音比に最適マツチングさ
せることを適応フィルタリングに保証させる周波数復調
器を提供しているので、この発明は、この先行技術の概
念をはるかに越えたものである。

この発明の実施例は第１３図に示されているが、援用さ
れるフランス特許第２３１２　８８１号において開示さ
れている技術に類似した技術を用いて構成されており、
これにより、ここでは簡単な説明を提供するだけで十分
であろう。第１３図において、既に説明された部分に対
応する部分には同一参照番号が付されている。

第１３図の装置の入力Ｅは、第８図における対応する要
素に類似した減衰器４４および増幅器４８を介して通過
する一調された搬送波を受取る。

この装置の表面音波部分く図面において破線のフレーム
９０内に示されている）は、−３ｄＢにおいて固定され
た帯域幅を有するフィルタ１６を備えている。この幅Ｗ
は、上述の例における２７ＭＨｚに等しいであろう。フ
ィルタ６０の出力信号は、４つのチャネル間で分割され
、ここでそれぞれτ０．τＯ＋τ、τ０＋τ＋θおよび
τＱ−＋θに等しい異なる遅延が挿入される。

これらの４つのチャネルからの出力信号は、Ｓｌ、Ｓ２
．Ｓ３およびＳ４によって指定される。

信号Ｓ２およびＳ３の各々は、電子減衰器９２に印加さ
れ、利得はＯおよび１の間で変化する。同じ比率で減衰
された信号Ｓ２およびＳ３はそれぞれ、加算器６２にお
いて信号Ｓ１およびＳ４に加算される。加算器６２の出
力において得られた信号Ｓ５およびＳ６は、それぞれ増
幅器９４および振幅リミッタ９６を含む同一のチェーン
を介して通過し：リミッタ９６の出力において得られた
信号は、遅延を除いて同一である。この復調された信号
は、回路９８におけるリミッタ９６から７２におけるロ
ーパスフィルタリングへの信号の積によって得られる。

上述の場合において、遅延では固定されており、フィル
タの−３ｄＢにおける帯域幅は、ａ＝Ｏに対するＷと、
ａ＝１に対するΔν／２＝１／２τとの間で変化するで
あろう。その部分に対する遅延θは、周波数ディスクリ
ミネータのピーク帯域幅Ｂの間で固定するであろう。我
々はＢ＝１／２θを有している。

遅延τおよびθは、次の条件を確認しなければならない
： τ−Ｎ／ｆ　Ｏ θ−（２Ｐ＋１）／４ｆ　Ｏ ここでＮおよびＢは全体の数である。

虹の制御は、第９図に示された回路と同一の回路５８に
よって提供される。

表面音波を用いる第１３図の装置の部分は、第１４図に
概略的に示された形態で構成されている。

この装置は、双方内入力トランスデューサ１００と、４
つの同様の出力トランスデューサ１０１とを備えている
。入力トランスデューサ１００の電極の間挿されたくし
歯は、所望の周波数応答曲線を得るように可変長の電極
子を有している。入力トランスデューサ１００と、出力
８１．８２．８３およびＳ４を与えるトランスデユーサ
１０１と（ＤＩＪ（７）［ＩＬｌ、Ｌ２．Ｌ３．Ｌ４は
、次ノヨウな関係を有している； し１＝Ｖτ０ Ｌ２＝Ｖ　（τＯ十τ） し３＝■（τＯ＋τ＋θ） し４−ｖ（τＯ十θ） ここで■は表面波の速度である。

第８図の場合と同様に第１３図の場合において、減衰器
９２は、電子ＰＩＮダイオード減衰器によって形成され
ている。パワー分割器および加算器は、たとえば第７図
および第８図の場合の従来のタイプのものであり、ＭＣ
Ｌからの同一の回路ＰＣ８２−１は、パワー分割器およ
び加算器６２の双方として用いられる。

１０．１’２５Ｍビット／秒の流量でデータのデュオバ
イナリコーディングを介して得られる利点の中でも、付
加的なモジュールを従来のテレビジョンセットに単に加
えることだけでこのようにコード化されたマイクロ波の
伝送を受取る可能性に注意すべきである。実際、高周波
における振幅／周波数応答に対するデータのデュオバイ
ナリコーディングの低い感度は、通過帯域の制限を調整
させる。これは、信号をかなり劣化させることなく、４
ＭＨ２まで減少される。したがって、第１５図に示され
ているように、従来のテレビジョンセット１０２の無線
周波数ステージ（高周波および中間周波数）における変
調された信号を処理することが可能である。得られたビ
デオ信号は、ベリテレビジョン（ｐｅｒｉｔｅｌｅｖｉ
ｓｉｏｎ）のティクオフ（ｔａｋｅｏＨ）において集め
られ、その後、モジュール１０４においてデコードされ
かつ変調され、このモジュール１０４は、音声信号、デ
マトリクスされたテレビジョン信号Ｒ，Ｖ、Ｂおよびラ
インおよびフレーム同期信号を供給する。これらの信号
は、ベリテレビジョンティクオフ１０６に再度与えられ
、これは現存するセットをＭＡＣ／ＰＡＱＵＥＴＳ伝送
の受信により安価に適応させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、いわゆる”　Ｍ　Ａ　Ｃ−パケット″信号の
６４マイクロ秒テレビジョンラインの波形を示す図であ
る。 第２図は、ディジタル部分のデュオバイナリコーディン
グを伴なって、第１図に示された種類の信号を供給する
テレビジョントランスミッタのコード化部分の非常に簡
略化されたブロック図である。 第３図は、デュオバイナリデコーダを示すブロック図で
ある。 第４図は、第２図のトランスミッタによって供給される
信号のアイ波形図である。 第５図は、搬送波対雑音Ｃ／Ｎ比の関数として、フィル
タの出力のデュオバイナリコード化ディジタル部分に関
する誤り率の変化を示す図である。 第６図は、データのデュオバイナリコーディングを伴な
うＭＡＣ／パケット信号を処理するために使用可能な適
応フィルタレシーバのデコード部分の簡略化されたブロ
ック図である。 第７図は、第６図の適応フィルタの可能な構成を示す図
である。 第８図は、第６図のブロック図のいくつかの要素を詳細
に示すブロック図である。 第８Ａ図は、第８図の一部分に類似しているが、変形例
を示す図である。 第８Ｂ図は、第８図のアナログフィルタを置換えるため
に使用可能な３−係数通過フィルタによって形成された
、適応ディジタルフィルタの概略的な図である。 第８Ｃ図は、第８Ｂ図の簡略化を形成する変形例の図で
ある。 第９図は、第７図のフィルタの帯域幅を制御する回路の
アナログ実施例を示す図である。 第１０図は、異なるセツティングに対する、第７図のフ
ィルタの適応フィルタの伝達関数を示す図である。 第１１図は、第１０図のフィルタに対する、Ｃ／Ｎの関
数として復調されたビット上の誤り率の変化を示す図で
ある。 第１２図は、同一のフィルタに対するＣ／Ｎの関数とし
て信号対雑音比Ｓ／Ｂの変化を示す図である。 第１３図は、フィルタおよびディスクリミネータを組合
わせた、表面音波ユニットを示す図である。 第１４図は、第１３図のフィルタのトランスデユーサの
可能な構成を示す図である。 第１５図は、地上レシーバの適応のブロック図である。 図において、２２はコンパレータ、２４は排他的ＯＲゲ
ート、２８はＲＯＭ、３０はタイムマルチプレクサ、３
２はスイッチング入力、３４はコンバータ、３６は方形
フィルタ、４０はプリエンファシスセル、４２．５２は
周波数変調器、４４は減衰器、４６は自動利得制御回路
、４８は増幅器、５０は適応フィルタ、５４はディエン
ファシスセル、５６はデータ信号処理回路、６０は固定
フィルタ、６２は加算器、６４．１２２は遅延ライン、
６６は電子減衰器、６８はリミッタ、７０は周波数ディ
スクリミネータ、７２，１１６．１１８はローパスフィ
ルタ、１１０はイメージ信号処理回路、１２０はＬＣタ
イプフィルタ、１２４は調整可能な減衰器、１２６は可
変利得増幅器を示す。 特許出願人　フランス共和国　（ばか１名）代　　理　
　人　　弁理士　　深　　見　　久　　部（ほか２名） ］面と Ｄ浄書（内容に変更なし） 二 ＬＬＬ 手続補正書（方式） 昭和６０年７月１日

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. （１）アナログイメージ信号と、アナログ部分によって
   要求される周波数スペクトル幅がディジタル部分によっ
   て要求される周波数スペクトル幅よりも大きいような態
   様でコード化されたディジタルデータ信号との時分割多
   重化によってテレビ番組を受信するレシーバにおける周
   波数復調器であって、 アナログ信号が高い信号対雑音比を有するときにアナロ
   グ信号にとって最適である値と、ディジタル信号にとっ
   て最適である値との中間の値に、その帯域幅が調整され
   または調整可能である入力フィルタを備えた、周波数復
   調器。
2. （２）前記フィルタは適応可能であり、かつ高信号対雑
   音比のアナログ信号に対して最適の値に近い値と、より
   低い値との間にその帯域幅を自動的に調整する手段が設
   けられた、特許請求の範囲第１項記載の復調器。
3. （３）前記より低い値は、ディジタル信号に対して最適
   の値である、特許請求の範囲第２項記載の復調器。
4. （４）前記フィルタは、固定遅延ラインおよび調整可能
   な減衰器を含むチャネルと並列の直接チャネルを含む調
   整可能な部分と直列接続されたアナログ部分に対する最
   適値に等しい固定通過帯域を伴なう部分を備え、前記２
   つのチャネルは加算回路の２つの入力に接続されている
   、特許請求の範囲第２項記載の復調器。
5. （５）前記帯域幅を調整する手段は、狭い周波数帯域に
   おける復調の後にノイズのスペクトル密度を測定するよ
   うに構成されている、特許請求の範囲第２項記載の復調
   器。
6. （６）前記帯域幅を自動的に調整する手段は、前記ディ
   ジタル信号のビット上の誤り率を測定しかつこの誤り率
   に従って増大する電圧を発生して前記減衰器を制御する
   ように構成されている、特許請求の範囲第２項記載の復
   調器。
7. （７）前記適応フィルタは、３−係数ディジタルフィル
   タである、特許請求の範囲第２項記載の復調器。
8. （８）ローパスフィルタを有するイメージ信号処理チャ
   ネルと、第１のフィルタの幅とは異なる幅のローパスフ
   ィルタを有し第１のチャネルと並列のディジタル信号処
   理チャネルとを与えることを特徴とする、特許請求の範
   囲第１項記載の復調器。
9. （９）前記復調器は、信号対雑音比に応答するように適
   応可能なローパスフィルタを与える、特許請求の範囲第
   １項記載の復調器。
10. （１０）前記フィルタは、前記帯域幅とは無関係なレベ
    ルを有する信号を加えるために設けられている、特許請
    求の範囲第９項記載の復調器。
11. （１１）アナログイメージ信号と、ラインおよびフレー
    ムブランキング間隔の期間中に伝送され、ともにパケッ
    トに分類され、音声および同期信号を含むデュオバイナ
    リコード化ディジタルデータ信号との時分割多重化を伴
    なうテレビジョンシステムのためのレシーバであって、
    前記アナログ部分によって要求されるスペクトル幅は前
    記ディジタル部分によって要求されるスペクトル幅より
    も大きく、復調の後に信号対雑音比の関数として適応可
    能でありまたはアナログ部分が高い信号対雑音比を有す
    るときにアナログ部分に対する最適幅以下の幅において
    固定されたアナログおよびディジタル信号のための単一
    周波数復調器を備えた、レシーバ。
12. （１２）前記フィルタ自身適応可能であり、またはアナ
    ログ信号の復調に対する最適値以下の帯域幅を有する、
    特許請求の範囲第１１項記載のレシーバ。
13. （１３）アナログ部分よりも狭いスペクトル帯域を伴な
    い、アナログ−ディジタル時分割多重化によって周波数
    変調された信号のアナログ部分およびディジタル部分の
    双方を復調する表面音波周波数復調器であって、同一サ
    ブストレート上に、アナログ信号のスペクトル間隔の要
    求に対応する帯域幅を有する固定フィルタを備え、その
    出力は、すべてのチャネルに共通の入力トランスデュー
    サと、出力トランスデューサとによって各々形成された
    ４つの並列チャネルをドライブし、これらのチャネルの
    うちの２つは、それに対する遅延がτ０＋τおよびτ０
    （ここでτ０は固定された値であり、τは固定フィルタ
    の帯域よりも狭い帯域を伴なうフィルタリングに対応す
    る値であり）である第１の対を形成し、第１の加算回路
    をドライブする一方で、他方の２つのチャネルは、それ
    に対する遅延時間がτ０＋θ＋τおよびτ０＋θ（ここ
    でθは周波数識別帯域幅を固定する）である第２の対を
    形成し、第２の加算回路をドライブし、これらの２つの
    加算回路は、それぞれのリミッタを介して、その出力が
    ローパスフィルタリングを受ける乗算器の入力に与えら
    れる、表面音波周波数復調器。
14. （１４）前記遅延τ０＋τおよびτ０＋θ＋τに対応す
    るチャネルは各々、減衰器と、ローパスフィルタリング
    の後の信号対雑音比の関数として減衰率を制御する回路
    とを含む、特許請求の範囲第１３項記載の復調器。