JPS6124843B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は主としてテレビ受像機用チユーナに使
用して好適な自励振混合回路に関するものであ
る。

従来のテレビ受像機用チユーナの自励振混合回
路を第１図に示す。同図はベース接地方式の自励
振混合回路であり、１は混合用トランジスタ、２
は高周波入力端子、４は中間周波出力端子、５は
電源端子、６は中間周波同調コイル、７および８
は中間周波同調コンデンサ、１１，１２は局部発
振周波数を決定するコンデンサとコイル、１３は
帰還コンデンサである。高周波入力端子２から高
周波信号を入力するとトランジスタ１によつて混
合および増幅され、中間周波同調コイル６およ
び、中間周波同調コンデンサ７，８で構成した中
間周波同調回路によつて中間周波信号のみが端子
４から出力される。また混合動作に必要な局部発
振信号出力はトランジスタ１で発振して得ている
ので、局部発振、混合および増幅が１石のトラン
ジスタ１によつてできるので、部品数が少なくま
た価格も安いなどの利点がある。

しかし、特性面では、変換利得を大きくとるた
めに、トランジスタ１に流れるエミツタ電流を小
さくすると、混変調妨害特性や相互変調妨害特性
が悪化し、しかも変換利得そのものも十分なもの
ではないなどの欠点がある。特にアメリカ合衆国
におけるテレビ受像機において６チヤネル・カラ
ー・ビート妨害を生じ、この原因は、混合回路の
相互変調妨害特性が悪いことにあり、実用化は困
難であつた。

第１図の混合回路の特性面での欠点を改善した
回路として従来使用されている混合回路を第２図
に示す。第２図で第１図と同番号は同じ部分を示
しており、また９は混合回路の第２のトランジス
タ、１０は第１のトランジスタ１のコレクタと第
２のトランジスタ９のエミツタとの接続点とアー
ス間に接続したコンデンサである。この回路は、
第１のトランジスタ１をエミツタ接地とし、第２
のトランジスタ９をベース接地として、これらを
カスケード接続した、いわゆるカスコード混合回
路である。本回路はエミツタ電流を大きくとれる
ので、混変調妨害・特性および相互変調妨害特性
が良好であり、さらに変換利得が高いなど、第１
図の混合回路の特性面での欠点が改善されてい
る。特に相互変調妨害特性は、コンデンサ１０の
容量値を適切に選択することによつて大幅に改善
できる。また変換利得が高いので、一般に混合回
路の前に接続され高周波信号を増幅するための高
周波増幅回路の利得が低くてもチユーナ全体とし
て十分な利得が得られる。このため、混合回路に
入力する高周波信号レベルを低くできるので、混
変調妨害特性や相互変調妨害特性を一層良好にで
きる。上述したように第２図に示した回路は特性
上は良好であるが、局部発振出力を得るために、
少くとも１個のトランジスタを含む局部発振回路
が必要であり、混合回路と局部発振回路を合わせ
ると少くとも３個のトランジスタおよびそのバイ
アス回路などが必要となつて、部品数が多くな
る。

本発明の目的は上記した従来技術の欠点をなく
し、回路構成が簡単で使用トランジスタ数も少な
く、変換利得が高く、しかも混変調妨害特性およ
び相互変調妨害特性が良好である混合回路を提供
するにある。

本発明では、エミツタ接地された第１のトラン
ジスタとベース接地にした第２のトランジスタを
カスケード接続した混変調妨害特性、相互変調妨
害特性および交換利得が良好な混合回路を構成す
るとともに、上記混合用の第１および第２のトラ
ンジスタを使用して局部発振回路をも構成するよ
うにする。

以下本発明の実施例を図を用いて説明する。第
３図は本発明の一実施例を示す自励振混合回路の
所要部分の回路図であり、第１図および第２図と
同一部分は同じ番号を記してある。１１は局部発
振周波数を決定するための共振コンデンサ、１２
は同じく共振コイル、１３は局部発振動作をさせ
るための帰還コンデンサ、１４および１５は帰還
量や発振条件を適切にするためのコンデンサであ
る。第３図で、トランジスタ１および９は混合ト
ランジスタとして動作すると同じに局部発振用ト
ランジスタとしても動作するように接続されてい
る。まず、局部発振動作について説明する。局部
発振周波数は共振コンデンサ１１および共振コイ
ル１２によつて構成された共振回路の共振周波数
によつてほぼ決定される。局部発振周波数の信号
はこの共振回路によつて共振し共振回路両端には
高い電圧が発生する。この信号は帰還コンデンサ
１３によつて第１のトランジスタ１のエミツタに
帰還されて、この信号は第１のトランジスタ１お
よび第２のトランジスタ９によつて増幅され、再
び共振コンデンサ１１と共振コイル１２で構成し
た共振回路に印加されて発振が持続し、局部発振
回路として動作する。この時、高周波入力端子２
に高周波信号を入力すると、第１のトランジスタ
によつて局部発振信号と混合され、またこれによ
つて生じた中間周波信号が第１および第２のトラ
ンジスタによつて増幅されて、第２のトランジス
タ９のコレクタから中間周波同調コルイ６およ
び、中間周波同調コンデンサ８からなる中間周波
同調回路を経て中間周波出力端子４から中間周波
信号を得ることができる。さらに詳しく述べる
と、第３図の本発明の第１の実施例の混合動作は
概略、第３のトランジスタ１のベース・エミツタ
間の接合ダイオードの非直線性により行なわれる
のであり、おおよそ第１のトランジスタ１のエミ
ツタに局部発振信号が注入されたトランジスタ混
合回路と等価と考えられる。このため第１のトラ
ンジスタ１のエミツタとアース間に接続されたコ
ンデンサ１４の容量は局部発振信号周波数に対し
て接地、すなわち短絡インピーダンスとすること
なく、帰還コンデンサ１３の容量とコンデンサ１
５の容量の分圧により第１のトランジスタ１のエ
ミツタに発振信号電圧が得られるようにするとと
もに、さらに第１のトランジスタ１のベースに注
入される高周波信号周波数に対してはある程度低
インピーダンスすなわち適当な接地インピーダン
スとなり、第１のトランジスタ１のベース・エミ
ツタ間に高周波信号電圧が十分印加されるよう選
択されている。さらにこれらのコンデンサ１３，
１４，１５の容量値は第１のトランジスタ１およ
び第２のトランジスタ９からなるカスコード接続
回路に正帰還がかかり発振条件を満足するように
設定されており、局部発振信号周波数128MHz、
高周波信号周波数83MHz程度のとき、帰還コン
デンサ１３の容量値3pF、コンデンサ１５の容量
値270pF、コンデンサ１４の容量値を3pFとし自
励振混合動作を行なわせている。局部発振周波数
および高周波信号周波数が変化した場合はこれら
のコンデンサ１３，１４，１５の容量値を適宜に
設定すればよい。なおコンデンサ１４は発振条件
を適切に設定するためのコンデンサであり、自励
振混合回路の使用周波数や前段に接続される回路
などによつては必要としない場合もある。

第３図に示した混合回路の変換利得は十分に高
いが、一層高い変換利得を得たい場合は、中間周
波に同調したトラツプ回路を第１のトランジスタ
１のベースとエミツタ間またはベースとアース間
に接続すれば良い。混合回路の変換利得向上手段
として、トラツプ回路を付加することは従来から
知られているが、第３図の自励振混合回路では第
１のトランジスタ１のエミツタの接地コンデンサ
１５の容量値は前述したように発振信号周波数に
対してある程度のインピーダンスを有する必要が
あるため、中間周波数に対して低インピーダンス
となるように十分大きくできないのでトラツプ回
路を付加する場合は、第４図に示すように第１の
トランジスタのベースエミツタ間に接続する方が
効果的である。第４図で、１６は中間周波トラツ
プ用コイル、１７はトラツプ用コンデンサであ
り、これらによつて中間周波トラツプを形成して
いる。このトラツプを付加することによる効果
は、前に述べた変換利得の向上のほかに、高周波
入力端子２から入力した中間周波妨害信号を混合
回路に入力させない働きをするので、中間周波妨
害特性の向上をも図れる。

第５図は第３図および第４図に示す本発明の実
施例のトランジスタ１のエミツタ電流に対する変
換利得特性を示したものである。局部発振信号周
波数を138MHz、高周波信号周波数を83MHz、中
間周波数を45MHzとした時の変換利得特性を示
している。第５図の実線Ａは第３図に示す本発明
の実施例の変換利得特性であり、エミツタ電流が
約5.5ｍＡで最大変換利得が得られている。第５
図の１点鎖線Ｂは第１図に示された従来例に示す
トランジスタ１石による自励振混合回路の変換利
得特性を示すものである。本発明の自励振混合回
路の場合7dB以上変換利得が高く、これは第２図
に示される従来例のカスコード混合回路と同様に
トランジスタを２石用いることによるもの考えら
れる。さらに第１図に示される自励振混合回路の
最大変換利得を示すエミツタ電流は１〜２ｍＡな
のに対し、本発明の自励振混合回路の最大変換利
得特性を示すエミツタ電流は５〜６ｍＡであり、
混合動作を非直線歪特性の劣つた低エミツタ電流
で動作させることなく、第１図に示される自励振
混合回路に比べ３倍以上のエミツタ電流で動作さ
せており、この結果、混変調妨害特性及び相互変
調妨害の良好な自励振混合回路が得られる。また
第５図の点線Ｃは第４図に示す本発明の実施例の
変換利得特性を示しており、第３図に示す実施例
に比べ変換利得が向上しており、これは第１のト
ランジスタ１のベース・エミツタ接合部に流れる
中間周波数成分の電流が増し、変換利得が向上す
るものと考えられる。

以上説明したように第１図に示す従来例に比べ
本実施例における自励振混合回路ではエミツタ電
流を増した状態で動作させることができ、高い周
波数変換利得を有しているので自励振混合回路に
入力する高周波信号の入力レベルを小さくでき
る。それ故相互変調妨害や混変調妨害を良好にで
きる。さらに第１のトランジスタ１および第２の
トランジスタ９は周波数変換および中間周波増幅
動作だけでなく発振動作も行なつており、第２図
に示した従来のカスケード混合回路に比べても部
品数を少なくできるので、低コストな回路が構成
できる利点を有する。

本発明による自励振混合回路を、テレビ受像機
のVHFチユーナに使用した応用例を第６図に示
し、本発明による回路の動作を詳細に説明する。
２３および２４は第１のトランジスタ１のエミツ
タに接続したコンデンサ、２５は第１のトランジ
スタ１のエミツタに接続したコンデンサをローバ
ンド（低域周波数帯）とハイバンド（高域周波数
帯）とで切換えて、帰還量を各周波数帯で適切に
するための切換えダイオード、２６は直流阻止コ
ンデンサ、２７は相互変調妨害特性を良好とする
ためのコイル、２８はコイル２７のダンピング用
抵抗、２９および３０は第２のトランジスタ９お
よび第１のトランジスタ１の入出力間に接続した
補助的な帰還コンデンサ３１は直流阻止をも兼ね
たトラツキング補正コンデンサ、３２は局部発振
周波数を変化するための同調ダイオード、３３は
ハイバンドを発振するためのハイバンド用同調コ
イル、３４はローバンドを発振するためのローバ
ンド用同調コイル、３５は発振する周波数帯を切
換えるための切換えダイオード３６はローバンド
受信時に電源電圧を印加する電源端子、３７はハ
イバンド受信時に電源電圧を印加する電源端子、
３８は同調電圧端子である。

ローバンドの信号を受信する場合には、電源端
子３６に電圧を印加し、電源端子３７には電圧を
印加しない。したがつて、切換ダイオード３５は
遮断状態となつて、同調コイル３３と３４が直列
に接続されこれと同調ダイオード３２およびトラ
ツキング補正コンデンサ３１によつて並列共振回
路が形成されて、ローバンドに対応した局部発振
周波数に共振する。また、切換えダイオード２５
は導通状態となるので、第１のトランジスタ１の
エミツタにはコンデンサ２３および２４の並列接
続が接続されて、帰還コンデンサ１３による帰還
量をローバンドの発振周波数に適した値に設定す
ると同時に、第１のトランジスタ１のエミツタ接
地容量を増加することによつてローバンドの高周
波信号周波数におけるエミツタ接地インピーダン
スを低くして、変換利得の低下を防止している。

一方、ハイバンドの信号を受信する場合には、
電源端子３７に電圧を印加し、電源端子３６には
電圧を印加しない。したがつて、切換えダイオー
ド３５が導通状態となつて、同調コイル３４は等
価的に短絡され、同調コイル３３と同調ダイオー
ド３２およびトラツキング補正コンデンサ３１に
よつて形成された並列共振回路によつてハイバン
ドに対応した局部発振周波数に共振する。また、
切換えダイオード２５は遮断状態となるので、第
１のトランジスタ１のエミツタに接続されるコン
デンサはコンデンサ２３のみとなつて帰還コンデ
ンサ１３による帰還量をハイバンドの発振周波数
に適した値に設定する。この時、第１のトランジ
スタ１のエミツタ接地容量値がローバンド信号の
受信時よりも減少するが、高周波信号周波数が高
いので第１のトランジスタ１の入力高周波信号周
波数に対する接地インピーダンスはそれほど変化
せず、変換利得はほとんど低下しない。

上述したような動作によつてローバンドおよび
ハイバンドに対応した局部発振出力が得られこの
時に高周波入力端子２から高周波信号を入力する
と、中間周波出力端子４より所定の中間周波信号
が得られる。

つぎに第６図で示したコイル２７の効果につい
て述べる。従来から知られているように第１のト
ランジスタ１と第２のトランジスタ９の接続点と
アース間にコンデンサを接続すると相互変調妨害
特性が改善できる。しかし、本発明による自励振
混合回路では、局部発振動作を行なわせているた
めコンデンサを付加すると特に高い周波数で発振
しにくくなる。そこで、本発明では従来のコンデ
ンサにかわつてコイルを付加することによつて相
互変調妨害特性を改善している。コイル２７を付
加することによる効果を第７図に示す。第７図は
コンデンサ２６の容量値を2200pFとし、コイル
２７のインダクタンス値を10nHから70nH程度変
化したときの米国の第６チヤネルを受信したとき
の相互変調妨害特性を示すものであり、インダク
タンス50nHのとき−55dBの妨害比が得られてい
る。このようにコイル２７のインダクタンス値を
ある定まつた値にすれば、相互変調妨害特性を改
善できるのは明確である。これは米国６チヤネル
受信時の相互変調紡害は局部発振信号周波数と６
チヤネルの映像および音声の搬送波の和の周波数
成分との差信号によつて生じるものと推定されて
おり、本発明の自励振混合回路においてもトラン
ジスタ１のみでなく、トランジスタ９をも含む２
次歪により生じており、インダクタンスを付加す
ることにより高周波電流側路が形成され、トラン
ジスタ１およびトランジスタ９のカスケード接続
になる自励振混合回路での高周波信号の伝達特性
を変化させ２次歪特性を改善しているものと考え
られる。

本発明の自励振混合回路ではインダクタンス２
７は高い発振周波数ではインピーダンスが高くな
り発振動作には影響をほとんど与えないし、低い
発振周波数では発振信号周波数におけるトランジ
スタ１およびトランジスタ９のカスケード接続回
路の増幅度がインダクタンスにより減少するがト
ランジスタ１および９の増幅素子は低い周波数ほ
ど利得が増大することから、この減少分を補な
い、低い周波数でも必要な増幅度が得られ安定な
発振動作を行なわせることができる。前述したよ
うに第２図に示される従来例に見られる他励のカ
スコード混合回路のコンデンサによる相互変調妨
害改善方法を本発明の自励振混合回路に採用した
場合は、高い周波数ほど信号が減衰するのと、ト
ランジスタの増幅度が高い周波数ほど減少するこ
ともあいまつて、高い発振周波数では安定な動作
が行なえないが、本発明の応用例によるインダク
タによる方法では広帯域周波数にわたる発振動作
の安定化と相互変調妨害特性を改善できる効果を
有する。これにより従来１石のトランジスタを用
いた自励振混合回路では困難であつた米国のテレ
ビ信号受信用チユーナとして実用化が図れ、さら
に従来のカスコード混合回路に比べ別の局部発振
回路が不要になり、部品点数の削減が図れ低コス
トな回路を提供できる効果を有する。なお抵抗２
８は広い周波数範囲でのコイル２７のインピーダ
ンスを平均化するためのもので必ずしも必要とし
ない。

また、コンデンサ２９は電源変動に対する局部
発振周波数の安定度を改善する効果がある。前述
したようにハイバンド受信時には切換えダイオー
ド３５は導通状態となつて、同調コイル３３と３
４の接続点は切換えダイオード３５およびバイパ
ス・コンデンサによつて接地されるが、実際には
切換えダイオードおよびバイパス・コンデンサの
リード・インダクタンスのために帰還コンデンサ
２９によつて第２のトランジスタ９のエミツタに
帰還される。このため帰還コンデンサ２９はロー
バンドとハイバンドの両方に効果がありこの帰還
によつて電源変動時の第２のトランジスタ９の出
力インピーダンス変化を小さくすることができ、
局部発振周波数の安定化が図れる。コンデンサ２
９による効果を第８図に示す。図は電源電圧を±
10％変化した時の局部発振周波数変化を示してお
り、容量値として2pFのコンデンサ２９を付加す
ると、曲線Ｂに示されるようにコンデンサ２９を
付加しない場合の曲線Ａに比較して周波数変化は
約半分にまで改善できる。コンデンサ２９は発振
動作に対して負帰還として動作するものと考えら
れ、電源電圧が上昇し、発振振幅が大きくなりト
ランジスタ９のコレクタの出力インピーダンスが
変化し、発振周波数変動を生じるがコンデンサ２
９により発振電圧の一部が負帰還され、発振振幅
が過大に変化しないようにして、また電源電圧が
減少し発振振幅が小さくなると負帰還量は減少
し、同様に発振振幅の低下を小さく抑え全体とし
て電源電圧変動による発振振幅の変化を小さく
し、トランジスタ９のコレクタの出力インピーダ
ンス変化を低減し、発振周波数変動を小さく抑え
得るものと考えられる。

つぎにコンデンサ３０の効果について述べる。
コンデンサ３０は主として混変調妨害特性の改善
に効果がある。これを第９図に示す。図は本発明
による自励振混合回路の１％混変調妨害特性を示
しており、米国チヤネル受信時における２チヤネ
ル離れた妨害信号による１％混変調妨害特性は、
容量値として2pFのコンデンサ３０を付加したと
きは、付加しない場合に比べ特にローバンドでの
改善度が大きく、本発明による効果は明確であ
る。これはトランジスタ１の出力から入力への微
少の負帰還によりトランジスタ１で概略行なわれ
る混合動作の３次歪による非直線性が改善される
ものと考えられる。

なお、以上述べた実施例では、トランジスタ
１，９としてすべてNPNトランジスタを使用し
た場合について述べたが、PNPトランジスタを用
いても全く同様の効果が得られる。またNPNと
PNPトランジスタを混合使用しても同様である。
さらに、本発明の実施例では、第１のトランジス
タ１と第２のトランジスタ９を直流的にも接続し
ているが、各トランジスタを直流的に分離して、
別々にバイアスを印加しても同様の効果が得られ
る。また実施例では第１のトランジスタ１と第２
のトランジスタ９のコレクタ電流をほぼ等しくし
ているが、各トランジスタ１，９のコレクタ電流
値を異なつた値となるようにバイアス回路を設定
しても同様の効果が得られることは明確である。

以上述べたように本発明によれば、従来のトラ
ンジスタ１石による自励振混合回路の欠点であつ
た混変調妨害特性および相互変調妨害特性に対し
て、トランジスタを２石使用し、一方をエミツタ
接地、他方をベース接地としてこれらをカスケー
ド接続することによつて大幅に改善するととも
に、従来のカスコード混合回路で必要とした局部
発振用のトランジスタおよびバイアス回路を混合
用トランジスタで局部発振動作をも行なわせるこ
とによつて削除できた。この結果、従来の自励振
混合回路に比較して上記妨害特性を10dB以上改
善し、しかも変換利得も7bB以上高くできた。ま
た、これらの良好な特性を従来のカスコード混合
回路よりも少ない部品数で実現できるなど、本発
明の工業的価値は非常に大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自励振混合回路を示す回路図、
第２図は従来のカスコード混合回路を示す回路
図、第３図は本発明による自励振混合回路の一実
施例を示す回路図、第４図は本発明による自励振
混合回路の他の実施例を示す回路図、第５図は第
１図、第３図、第４図に示す回路の変換利得を示
す特性図、第６図は本発明による自励振混合回路
をテレビ受像機のVHFチユーナに応用した例を
示す回路図、第７図はコイルのインダクタンス値
による相互変調妨害特性の変化を示す特性図、第
８図は補助的な帰還コンデンサによる局部発振周
波数の安定度の向上を示す特性図、第９図は補助
的な帰還コンデンサによる混変調妨害特性の向上
を示す特性図である。 １，９……トランジスタ、２……高周波入力端
子、４……中間周波出力端子、１３……帰還コン
デンサ、２３，２４……エミツタ接地コンデン
サ、２５……切換えダイオード、２６……直流阻
止コンデンサ、２７……コイル、２９，３０……
補助的な帰還コンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ エミツタが第１のコンデンサで適当に接地さ
   れ、ベースに高周波信号が入力される高周波入力
   端子が接続された第１のトランジスタと、第１の
   トランジスタのコレクタにエミツタが接続され、
   ベースが高周波的に接地された第２のトランジス
   タと、第２のトランジスタのコレクタに一方の端
   子が接続され、他方の端子が接地された共振コン
   デンサおよび共振コイルからなる共振回路と、第
   ２のトランジスタのコレクタに接続されるととも
   に、中間周波出力端子が接続された中間周波同調
   回路と、第２のトランジスタのコレクタに一方の
   端子が接続され、他方の端子が第１のトランジス
   タのエミツタに接続された帰還コンデンサとを備
   えていることを特徴とする自励振混合回路。 ２ エミツタが第１のコンデンサで適当に接地さ
   れ、ベースに高周波信号が入力される高周波入力
   端子が接続された第１のトランジスタと、第１の
   トランジスタのコレクタにエミツタが接続され、
   ベースが接地された第２のトランジスタと、第２
   のトランジスタのコレクタに一方の端子が接続さ
   れ、他方の端子が接地された共振コンデンサおよ
   び共振コイルからなる共振回路と、第２のトラン
   ジスタのコレクタに接続されるとともに、中間周
   波出力端子が接続された中間周波同調回路と、第
   ２のトランジスタのコレクタに一方の端子が接続
   され、他方の端子が第１のトランジスタのエミツ
   タに接続された帰還コンデンサと、第１のトラン
   ジスタのベースとエミツタ間に接続された中間周
   波トラツプとを備えていることを特徴とする自励
   振混合回路。