JPS61282906A - デイジタルトランスジユ−サ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は交流電圧（電流）あるいは交流電力の実効値を
計測し、その計測値の信号を出ノ１するディジタルトラ
ンスジューサに関するものである。

［従来の技術］ トランスジューサとは発・変電所、工場およびビルなど
における各種の電気計測において、電圧。

電流、電力などの各種交流諸量をその実効値に比例した
直流電圧あるいは直流電流に変換する変換器のことであ
る。トランスジューサは計測および監視・制御システム
の自動化、省力化には不可欠の要素であり、テレメータ
装置、データロガ−および電子計算機を含む各種の計測
装置などに広く使用されている。

従来のトランスジューサの一例として、交流電圧用トラ
ンスジューサの一般的構成を第４図に示す。同図におい
て、１は絶縁変成器、２は全波整流回路、３は実効値変
換回路、４はローパス・フィルタ、５は出力スケーリン
グ回路である。

この構成において、交流電圧ｅ　（ｔ＞は絶縁変成器１
において入力回路との絶縁がなされると同時に、以後の
処理に適した低電圧ｅ’　　（ｔ）に降圧される。すな
わち、ｅ（ｔ）は次式の関係の電圧に変換される。

ｅ’　　（ｔ）＝に１　−ｅ（ｔ）・・・（１）（但し
、ｋｌは定数） 次に、変成器１の出力ｅ’　　（ｔ）は全波整流回路２
において整流されることにより、直流（脈流）に変換さ
れた後、実効値変換回路３に入力される。

ここで、整流回路２の出力をｅ”（ｔ）とすると、ｅ’
　　（ｔ＞およびｅ″（ｔ）は次式の関係となる。

ｅ”　（ｔ）＝ｌｅ’　　（ｔ）ｌ−・（２＞実効値変
換回路３は、２乗回路、平滑（積分）回路、および平方
根回路より構成され、その入力電圧を２乗した後積分し
、更にその結果の平方根に比例した直流電圧を出力する
。すなわら、変換回路３の入力電圧ｅ”（ｔ）と出力電
圧Ｅは次式の関係となる。

・・・（３） この第（３）式に第（１）式および第（２）式を代入す
ると、次の式が１ｑられる。

・・・（４） この第（４）式から明らかなように、実効値変換回路３
の出力電圧Ｅはトランスジューサへの交流入力電圧ｅ　
（ｔ）の実効値に比例したものとなる。この実効値変換
回路３の直流出力電圧Ｅは、ローパスフィルタ４により
残留交流成分が除去された後、出力スケーリング回路５
にて適当な電圧値（例えばＤＣ１〜５ｖなど）にスケー
リングされて出力される。

なお、実効値変換回路３を構成する２乗回路。

平方根回路などの各種関数回路は、いずれも抵抗。

コンデンサ、ダイオードなど多数の受動素子の組合せに
よって構成されており、必要とする関数曲線をダイオー
ド及び抵抗を利用した折線特性によって近似している。

この折線特性の一例を第５図に示している。

［発明が解決しようとする問題点］ ところが、上述した従来のトランスジューサは、多数の
受動素子によって実効値変換回路３を構成しているため
、各素子の特性偏差、経年変化あるいは周囲環境条件の
変化により変換特性の変動が生じ易いという問題がある
。従って、使用部品には高精度・高品質の物が要求され
、また製品完成時における調整が不可欠となる。この結
果、製品は極めてコスト高となる。

また、実効値変換回路３に用いられる各種の関数特性曲
線は全て折線近似によって得ているため、実効値変換動
作における近似誤差が大きくなるという問題がおる。

ざらに、従来の実効値変換回路３は正弦波入力を基準と
して設計されているため、入力交流波形が歪波形の場合
それに含まれる高調波の影響によって実効値変換出力に
大きな誤差が生じるという問題がある。

一方、交流電圧用（あるいは交流電流用）トランスジユ
ーザと電力用トランスジューサとはその動作原理がまっ
たく異なり、両トランスジューサの共通化を計ることが
できず、製品の標準化を進ませることができないという
問題がある。

本発明の第１の目的は、交流入力波形の歪みの有無に関
係なく、また使用環境条件に関係なく高精度の変換出力
を安価な構成で取出すことができるディジタルトランス
ジューサを提供することにある。

本発明の第２の目的は、交流電圧（又は電流）用と交流
電力用との共通化を図ることができるディジタルトラン
スジューサを提供することにある。

［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記の第１図の目的を達成するために、交流入
力電圧瞬時値を２乗倍する乗算手段と、この乗算手段の
出力電圧をディジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、
このＡＤ変換手段の出力信号を順次サンプリングし、そ
のサンプリング値に基づいて交流入力電圧の実効値を算
出するディジタル演算手段と、前記ＡＤ変換手段の出力
信号をサンプリングするための時間間隔と交流入力電圧
のサンプリング回数を前記ディジタル演算手段に指示す
るためのメモリとを設けたものである。

また、第２の目的を達成するために、上記の乗算手段に
交流入力電圧瞬時値と交流入力電流瞬時値とを入力し、
その乗算値（すなわち交流入力電力瞬時値）を上記ディ
ジタル演算手段でサンプリングさせてその実効値を算出
させるようにしたものである。

［作用］ 第１の目的の構成では、乗算手段において交流入力電圧
の瞬時地値の２乗の値が得られ、この値を基に積分演算
と平方根演算がディジタル演算手段によって実行され、
交流入力電圧の実効値が算出される。

第２の目的構成では、乗算手段において交流入力電力の
瞬時値が得られ、この値を基に積分演算と平方根演算が
ディジタル演算手段によって実行されることによって交
流入力電力の実効値が算出される。

［実施例］ 以下、図示する実施例に基づき本発明の詳細な説明する
。

第１図は本発明による交流電圧用ディジタルトランスジ
ューサの一実施例を示すブロック図である。同図におい
て、１は絶縁変成器、６はモノリシックＩＣ乗算器、７
は高速逐次比較式アナログ／ディジタル変換器（以下、
ＡＤ変換器と略記する）、８はＡＤ変換器制御用のＩ１
０ボート、９はマイクロ・プロセッサ（以下、ＣＰＵと
略記する）、１０は入力交流電圧の実効値（ディジタル
値）を出力するためのＩ１０ボート、１１および１２は
ＣＰＵ９が使用するメモリ（ＲＯＭおよびＲＡＭ）であ
る。

次にこの実施例における動作を説明する。

まず、入力交流電圧ｅ　（ｔ）は変成器１において外部
入力機器と絶縁され、同時に以後の処理に適した低電圧
ｅ’　　（ｔ）に降圧される。すなわち、入力電圧ｅ　
（ｔ）は ｅ’　　（ｔ）＝ｋｌ　−ｅ　（ｔ）・（５＞（但し、
Ｋ１は定数） の低電圧ｅ’　　（ｔ）に変換される。

この変成器１の出力ｅ’　　（ｔ）は、ＩＣ乗算器６に
入力される。乗算器６は演算増幅器を応用したモノリシ
ックタイプのＩＣ乗算器であり、同乗線型の２つの入力
をそれぞれＸおよびＹとすれば、その出力ＺにはＺ＝Ｘ
−Ｙなる電圧が定常的に出力される。この実施例では、
入力ＸおよびＹを共通接続としている。このため、乗算
器６の出力電圧をｅ”（ｔ＞とすれば ｅ”　（ｔ）＝（ｅ’　　（ｔ））２・・・（６）とな
る。従って、第（５）式を代入すると、ｅ”　（ｔ）＝
　（ｋｌ　−ｅ　（ｔ＞）２＝に２−ｅ２（ｔ）＝・（
７） （但し、Ｋ２は定数） となる。

この乗算器６の出力６”（ｊ）はＡＤ変換器７に入力さ
れ、ここでディジタル値に変換される。

ＡＤ変換器７は高速逐次比較式のＡＤ変換器で構成され
、アナログ入力電圧をディジタル値に変換するまでの所
要時間は２０μｓ程度である。

この場合、ＡＤ変換処理はＣＰＵ９によって制御される
ものであり、ＣＰＬＪ９における同制御処理フローチャ
ートを第２図に示す。同図において、ＣＰＵ９はまずＡ
Ｄ変換器７に対してＡＤ変換器制御用Ｉ１０ポート８を
介しＡＤ変換起動指令を・出力する。これにより、ＡＤ
変換器７は同変換器の変換終了ステータスをリセットし
、同時に入力アナログ信号のＡＤ変換処理を開始する。

続いてＣＰＬＪ９は、制御用Ｉ１０ポート８を介してＡ
Ｄ変換器７の変換終了ステータスを入力し、ＡＤ変換器
７における変換処理が終了したか否かをチェックする。

変換処理未終了の場合、ＣＰＬＩ９はこのループを繰り
返し、ＡＤ変換器７における変換処理の終了を待つ。

ここで、ＡＤ変換器７の変換所要時間は前述のように最
大２０μｓ程度であり、極めて高速度にて変換処理を実
行する。このため、ＣＰＬＪ９が同ループを繰り返す回
数は１〜２回程度であり、ＣＰＬＪ９の待ちループにお
けるムダ時間はほとんどない。

変換処理が終了し、ＡＤ変換器７の変換終了ステータス
がセットされ、更にＣＰＵ９がそれを検出すると、同ル
ープの処理は中止され、ＣＰＵ９はＡＤ変換器７より変
換データを入力する。これによって、ＣＰＵ９における
１回のＡＤ変換処理が完了する。

ＣＰＬＪ９は前述のようなＡＤ変換処理をΔを時間毎に
繰り返し実行し、その都度変換データをＲＡＭ１２内の
所定エリアに蓄えて行く。これはＡＤ変換器７の入力電
圧ｅｌｌ　　（ｊ　）をΔｔなる周期にてサンプリング
することに他ならず、ＲＡＭ１２内に蓄えられるｊ回目
のサンプル・ディジタルデータをｅ”ｊとすれば、ｅ″
ｊは次の式の様に表現することができる。

ｅ”　１　＝ｅ”　　（ｔ＝ｔＯ＋Δｔ）ｅ”２　＝ｅ
”　（ｔ＝ｔＯ＋２−Δｔ）ｅ”　３　＝ｅ”　　（ｔ
＝ｔｏ　＋３−Δｔ）ｅ”　ｊ　＝ｅ”　　（ｔ＝ｔＯ
＋ｊ　・Δｔ）・・・（８） ここで、任意基準時間１０を１０　＝０とし、更に第（
８）式に第（７）式を代入することにより、ｅ”ｊは入
力交流電圧ｅ　（ｔ）を用いて次の様に表すことができ
る。

ｅ”　１　＝に２−　ｅ２（ｔ＝Δｔ）ｅ”　２　＝に
２−　ｅ２（ｔ＝２　”Δｔ）ｅ”ｊ　＝に２−ｅ２（
ｔ＝ｊ　−Δｔ）・・・（９） 本実施例ではこのＡＤ変換間隔時間Δｊ＠ＲＯＭ１１に
予め格納されたプロゲラ′ムによって任意に可変するこ
とが可能でおり、本実施例ではΔｔ＝２００μｓに設定
している。この理由は、５０Ｈｚの交流入力電圧の１周
期（２０ｍＳ＞に亘って１００回のサンプリングを行う
ためである。

なお、１周期のサンプリング回数を増加させる程サンプ
リング時における標本化誤差は減少するが、実施例のよ
うに５０回程度で実用上全く問題はない。

ＣＰＵ９は前述のようにしてＡＤ変換処理をＮ回実行し
、Ｎ個分のサンプルディジタル値をＲＡＭ１２内に蓄積
する。この実施例では、このサンプリング回数もＲＯＭ
１１に格納されたプログラムによって任意に設定するこ
とが可能であり、この実施例ではＮ＝５００回（５０Ｈ
ｚの入力電圧波形の５周期分）としている。

ＣＰＵ９はこのようにしてＮ回のＡＤ変換処理を終了す
ると、ＲＡＭ１２に格納したＮ個のサンプルディジタル
値を基に次式の演算を行い、サンプル平均値の平方根Ｅ
を算出する。

この第（１０）式に第（９）式を代入すると、更に次の
様に表現することが可能である。

（但し、ｋ３は定数） ところで、以下に示す様に周期関数ｆ　（ｔ）の積分計
算は、関数ｆ　（ｔ）の離散集合値によって表現するこ
とが可能であるが、工業的な意味で積分値Ｆを近似する
のにＮ＠：ｏｏにする必要は全くない。

＝ｌ　ｉｍ（（１／Ｎ）Σｆ　（ｔ＝ｊ−Δ１））Ｎ→
■　　　　　　　　・・・（１２）（但し、Ｔはｆ（ｔ
）の１周期整数倍時間であり、Ｔ＝Ｎ・Δｔなる関係と
なる。） 従って、第（１１）式の物理的な意味は、となる。すな
わち、交流電流ｅ　（ｔ）の実効値を示すものとなる。

ＣＰＵ９はこのようにして算出した実効値Ｅを適当な値
にスケール変換した後、実効値出力用Ｉ１０ポート１０
を介して同データを出力する。以上の処理が終了した後
、ＣＰｔＪ９は再びＡＤ変換処理を開始し、以後同様の
サイクルを繰り返す。

第３図は本発明による交流電力用トランスジューサの一
実施例を示すブロック図であり、第１図の実施例と異な
る点は交流電流入力を絶縁変成器１′を介して乗算器６
の入力端子Ｙに入力したことである。

従って、この実施例の乗算器６からは、Ｐ　（ｔ）＝ｅ
　（ｔ）　・ｉ　（ｔ）＝　（１４）なる出力電圧、す
なわら交流入力電力を示す電圧が出力される。

このＰ（ｔ）は、交流回路における瞬時電力を表すもの
であり、Ｐ（ｔ）の１周期以上に渡る平均値が交流実効
電力Ｐを示すことになる。

本実施例では、この出力電圧Ｐ　（ｔ）に対し、交流電
圧実効値算出時と同様の離散的演算処理を実行して実効
電力Ｐを算出する。

この場合の演算式を以下に示す。

＝（１／Ｎ）ΣＰ　（ｔ＝ｊ・Δｔ） ・・・（１５） なお、この実施例において、乗算器６の出力に、ｅ（ｔ
＞およびｉ　（ｔ）との位相関係によって負電圧が生じ
る場合があり得る。従って、ＡＤ変換器７にはバイポー
ラ電圧入力型を用い、入力電圧の符号を含めてＡＤ変換
処理を行うように考慮している。

［発明の効果］ 以上説明したことから明らかなように本発明によれば、
交流入力電圧、電流および交流入力電力の実効値をマイ
クロプロセッサを用いたディジタル演算処理によって求
めるようにしたため、交流入力波形に歪みや周波数変動
があってもこれを補正して高精度の変換出力を得ること
ができる。また、従来のような受動素子を用いての近似
演算を行っていないため、高精度、高品質の部品を用い
る必要もなく、コストを下げることができるうえ、使用
環境によって変換精度が変動することもなくなり、各種
の環境のもとて自由に用いることができる。さらに、実
施例のようにサンプリング間隔およびサンプリング回数
を自由に変更可能な様にした場合には、交流入力波形の
周波数変動などに応じてこのサンプリング間隔およびサ
ンプリング回数を適切に選択設定することにより、極め
て安定した変換出力を１ｑることができる。さらにまた
、入力波形の乗算処理はＣＰＵを利用したディジタル演
算ではなく、乗算器を利用したハードウェア処理として
いるため、全体としての変換所要時間を大幅に短縮する
ことができるという効果がある。

ざらに、交流電圧（電流）用と交流電力用とては絶縁変
成器が１個付加されているか否かの相違であるため、交
流電力用のトランスジューサを標準化しておき、これか
ら絶縁変成器の１つを削除すれば直ちに交流電圧用（ま
たは電流用）トランスジューサとして使用することがで
きるため、回路基板の共通化や部品の共通化を促進する
ことができ、コストをさらに下げることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による交流電圧（電流）用トランスジュ
ーサの一実施例を示すブロック図、第２図は交流電圧瞬
時値のサンプリング動作を示すフローチャート、第３図
は本発明による交流電力用トランスジューサの一実施例
を示すブロック図、第４図は従来のトランスジューサを
示すブロック図、第５図は従来のトランスジューサにお
ける関数近似特性を示す図である。 １．１′・・・絶縁変成器、６・・・乗算器、７・・・
ＡＤ変換器、９・・・マイクロプロセッサ、１０・・・
Ｉ１０ポート、１１・・・ＰＯＭ、１２・・・ＲＡＭ。 第２図 Ｘ入力

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流入力電圧または電流の瞬時値を２乗倍する乗
   算手段と、この乗算手段の出力電圧をディジタル信号に
   変換するＡＤ変換手段と、このＡＤ変換手段の出力信号
   を順次サンプリングし、そのサンプリング値に基づいて
   交流入力電圧または電流の実効値を算出するディジタル
   演算手段と、前記ＡＤ変換手段の出力信号をサンプリン
   グするための時間間隔と交流入力電圧または電流のサン
   プリング回数を前記ディジタル演算手段に指示するため
   のメモリとを備えて成るディジタルトランスジューサ。
2. （２）前記ＡＤ変換手段は高速逐次比較型のＡＤ変換器
   で構成したことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
   記載のディジタルトランスジューサ。
3. （３）交流入力電圧瞬時値と交流入力電流瞬時値とを乗
   算する乗算手段と、この乗算手段の出力電圧をディジタ
   ル信号に変換するＡＤ変換手段と、このＡＤ変換手段の
   出力信号を順次サンプリングし、そのサンプリング値に
   基づいて交流入力電力の実効値を算出するディジタル演
   算手段と、前記ＡＤ変換手段の出力信号をサンプリング
   するための時間間隔と交流入力電力のサンプリング回数
   を前記ディジタル演算手段に指示するためのメモリとを
   備えて成るディジタルトランスジューサ。