JPS6131426B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6131426B2 JPS6131426B2 JP5492681A JP5492681A JPS6131426B2 JP S6131426 B2 JPS6131426 B2 JP S6131426B2 JP 5492681 A JP5492681 A JP 5492681A JP 5492681 A JP5492681 A JP 5492681A JP S6131426 B2 JPS6131426 B2 JP S6131426B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output signal
- demodulator
- signal
- level
- pass filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/20—Measurement of non-linear distortion
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Testing Electric Properties And Detecting Electric Faults (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、相互変調歪分析器（以下IDAと略
す）、特に変化する入力レベルに自動的に調整さ
れる相互変調歪の測定器に関する。
す）、特に変化する入力レベルに自動的に調整さ
れる相互変調歪の測定器に関する。
標準化した相互変調歪測定（SMPTE―IM）方
法により、オーデイオ装置の歪特性を効果的に測
定できる。相互変調とは、非直線素子を介して２
以上の周波数を伝送するとき、これら２種以上の
基本波及び高調波周波数の和及び差に応じた周波
数がこの非線形回路素子から発生することであ
る。このように、２種の周波数が可聴周波数装置
の入力端に印加されると、これら２種の基本波ば
かりでなく、一般に基本波と高調波関係にない和
及び差の周波数も出力端に現われる。
法により、オーデイオ装置の歪特性を効果的に測
定できる。相互変調とは、非直線素子を介して２
以上の周波数を伝送するとき、これら２種以上の
基本波及び高調波周波数の和及び差に応じた周波
数がこの非線形回路素子から発生することであ
る。このように、２種の周波数が可聴周波数装置
の入力端に印加されると、これら２種の基本波ば
かりでなく、一般に基本波と高調波関係にない和
及び差の周波数も出力端に現われる。
一般的IDAは、信号発生部及び分析器の２つの
基本部分より成る。信号発生部は、高及び低周波
の２種の信号を発生し、これらの周波数を所定の
割合で混合して被試験装置（以下DUTという）
の入力端に印加する。分析部は、DUTの出力端
に接続され、DUTが発生する相互変調歪を百分
率で測定する。
基本部分より成る。信号発生部は、高及び低周波
の２種の信号を発生し、これらの周波数を所定の
割合で混合して被試験装置（以下DUTという）
の入力端に印加する。分析部は、DUTの出力端
に接続され、DUTが発生する相互変調歪を百分
率で測定する。
信号発生部が供給する２種の信号周波数は、振
幅比を普通４：１に設定し、低周波数を高周波数
より12dB高い振幅とする。上記の比は使用に応
じて可変でき、例えば１：１の比であつてもよ
い。発生する低周波数は、普通40〜100Hzであり
中でも60Hzが一般的である。一方、高周波数は、
4000〜100000Hzの任意の値でよいが代表的には
7000Hzである。
幅比を普通４：１に設定し、低周波数を高周波数
より12dB高い振幅とする。上記の比は使用に応
じて可変でき、例えば１：１の比であつてもよ
い。発生する低周波数は、普通40〜100Hzであり
中でも60Hzが一般的である。一方、高周波数は、
4000〜100000Hzの任意の値でよいが代表的には
7000Hzである。
しかし、被試験増幅器の減衰度又は利得は、周
波数の関数であるから上記の比を更に変えること
になる。したがつて、分析部の入力レベルを時々
手動で調整しなければならないという欠点があ
る。
波数の関数であるから上記の比を更に変えること
になる。したがつて、分析部の入力レベルを時々
手動で調整しなければならないという欠点があ
る。
したがつて、本発明の目的は、操作が容易な相
互変調歪分析器を提供することである。
互変調歪分析器を提供することである。
本発明の他の目的は、相互変調歪分析器の自動
レベル制御手段を提供することである。
レベル制御手段を提供することである。
本発明のその他の目的及び効果は、添付図を参
照して行なう以下の説明より明らかとなるであろ
う。
照して行なう以下の説明より明らかとなるであろ
う。
本発明のIDAは、SMPTE―IM法による相互変
調歪の自動測定を可能にした装置である。
SMPTE―IM法を用いて歪測定をするとき、低周
波数信号（60Hz）及び高周波数信号（7000Hz）を
所定比で混合してDUTに印加する。高周波数信
号の近くに生じる低周波数信号の側波帯が歪を表
わす。高周波数信号に対する低周波数信号の標準
振幅比は４：１であるが、１：１の比も更に厳密
な試験にしばしば使用される。DUTの減衰度又
は利得は周波数の関数であるため、その比を変え
てしまう。したがつて、本発明のIDAは、入力信
号レベルの変化に対して自動的に分析部を調整す
る。
調歪の自動測定を可能にした装置である。
SMPTE―IM法を用いて歪測定をするとき、低周
波数信号（60Hz）及び高周波数信号（7000Hz）を
所定比で混合してDUTに印加する。高周波数信
号の近くに生じる低周波数信号の側波帯が歪を表
わす。高周波数信号に対する低周波数信号の標準
振幅比は４：１であるが、１：１の比も更に厳密
な試験にしばしば使用される。DUTの減衰度又
は利得は周波数の関数であるため、その比を変え
てしまう。したがつて、本発明のIDAは、入力信
号レベルの変化に対して自動的に分析部を調整す
る。
上記の自動調整は、復調信号の直流レベルと等
価な搬送波レベルを検出し、信号処理段の初めに
電圧制御増幅器を用いて自動レベル制御ループを
形成することによつて達成される。発生した歪出
力は、SMPTE―IM法で用いられる高周波数信号
のレベルと自動的に比較される。
価な搬送波レベルを検出し、信号処理段の初めに
電圧制御増幅器を用いて自動レベル制御ループを
形成することによつて達成される。発生した歪出
力は、SMPTE―IM法で用いられる高周波数信号
のレベルと自動的に比較される。
IDAは当業者には周知であるが、本発明の理解
を助けるために、その基本分析動作を簡単に説明
する。第１図は、代表的なIDAを示す。第１ａ図
は、IDAの相互変調信号発生部１０及び分析部３
０の２部分を示す。DUT２０は、増幅器として
図示しているが実際には任意の可聴周波数装置又
は回路でもよい。信号発生部１０は、２つの周波
数例えば60Hz及び7000Hzの信号を発生し、これら
の信号を４：１の比で混合し、信号路１５を介し
てDUT２０に印加する。DUT２０からの歪信号
は、信号路２５を介して分析部３０に印加され
る。分析部３０は、歪信号を分析して歪率（％）
を決定する。
を助けるために、その基本分析動作を簡単に説明
する。第１図は、代表的なIDAを示す。第１ａ図
は、IDAの相互変調信号発生部１０及び分析部３
０の２部分を示す。DUT２０は、増幅器として
図示しているが実際には任意の可聴周波数装置又
は回路でもよい。信号発生部１０は、２つの周波
数例えば60Hz及び7000Hzの信号を発生し、これら
の信号を４：１の比で混合し、信号路１５を介し
てDUT２０に印加する。DUT２０からの歪信号
は、信号路２５を介して分析部３０に印加され
る。分析部３０は、歪信号を分析して歪率（％）
を決定する。
第１ｂ図は、第１ａ図に示す従来のIDAの分析
部３０の更に詳細なブロツク図である。DUT２
０の歪出力は、信号路２５を介して高域通過フイ
ルタ３１に印加される。フイルタ３１の出力端は
増幅器３２に接続され、増幅器３２の出力端は復
調器３３に接続される。復調器３３の出力は、直
流阻止コンデンサ３４を介して低域通過フイルタ
３５に印加された後、デジタル電圧計（以下
DVMという）３６に印加される。復調器３３
は、従来回路例えば全波もしくは半波整流器又は
同期整流器のようなものでよい。
部３０の更に詳細なブロツク図である。DUT２
０の歪出力は、信号路２５を介して高域通過フイ
ルタ３１に印加される。フイルタ３１の出力端は
増幅器３２に接続され、増幅器３２の出力端は復
調器３３に接続される。復調器３３の出力は、直
流阻止コンデンサ３４を介して低域通過フイルタ
３５に印加された後、デジタル電圧計（以下
DVMという）３６に印加される。復調器３３
は、従来回路例えば全波もしくは半波整流器又は
同期整流器のようなものでよい。
動作を説明すると、DUT２０の歪出力は信号
路２５を介して分析部の入力端に印加される。分
析部の入力端には高域通過フイルタ３１が設けら
れ、このフイルタは60Hz成分及びその高調波成分
を除去して7000Hzの歪成分のみを通過させ、通過
した信号は増幅器３２によつて増幅される。
路２５を介して分析部の入力端に印加される。分
析部の入力端には高域通過フイルタ３１が設けら
れ、このフイルタは60Hz成分及びその高調波成分
を除去して7000Hzの歪成分のみを通過させ、通過
した信号は増幅器３２によつて増幅される。
増幅器３２の出力は、次に復調器３３例えば上
記の如く全波整流器に印加される。全波整流作用
により、高周波成分は7000Hzから14000Hzにな
る。
記の如く全波整流器に印加される。全波整流作用
により、高周波成分は7000Hzから14000Hzにな
る。
14000Hz成分は低域通過フイルタ３５を通過す
る際に除去され、60Hz成分により生じた復調包絡
線のみが通過する。フイルタ３５の出力は、リツ
プル電圧又は脈動直流電圧信号である。この信号
に一定直流レベルがあつても、直流阻止コンデン
サ３４により除去される。DVM３６は、リツプ
ル電圧の振幅を測定して表示する。DVM３６
は、歪率又はdBを直読しうるように校正でき
る。
る際に除去され、60Hz成分により生じた復調包絡
線のみが通過する。フイルタ３５の出力は、リツ
プル電圧又は脈動直流電圧信号である。この信号
に一定直流レベルがあつても、直流阻止コンデン
サ３４により除去される。DVM３６は、リツプ
ル電圧の振幅を測定して表示する。DVM３６
は、歪率又はdBを直読しうるように校正でき
る。
更に、分析部３０の動作を説明するために、次
の条件を仮定する。すなわち、DUT２０として
無歪増幅器を使用し、高及び低周波数並びに振幅
比は上述の例と同様であり、DUT２０の出力は
無歪であつて信号発生部１０の出力とほぼ同じで
ある、とする。
の条件を仮定する。すなわち、DUT２０として
無歪増幅器を使用し、高及び低周波数並びに振幅
比は上述の例と同様であり、DUT２０の出力は
無歪であつて信号発生部１０の出力とほぼ同じで
ある、とする。
無歪信号は、高域通過フイルタ３１を通過して
60Hz成分を除去の後、増幅器３２及び復調器３３
に印加される。DUT２０は上記の仮定により歪
を発生しないので、7000Hz成分は60Hz成分により
変調されない。したがつて、復調器の出力は、尖
頭振幅の等しい14000Hzの信号となる。
60Hz成分を除去の後、増幅器３２及び復調器３３
に印加される。DUT２０は上記の仮定により歪
を発生しないので、7000Hz成分は60Hz成分により
変調されない。したがつて、復調器の出力は、尖
頭振幅の等しい14000Hzの信号となる。
直流阻止コンデンサ３４は、信号の直流成分を
除去し、後に低域通過フイルタ３５により除去さ
れる高周波数成分のみを通過させる。よつて、フ
イルタ３５からの出力は無く、DVM３６には歪
は表示されない。
除去し、後に低域通過フイルタ３５により除去さ
れる高周波数成分のみを通過させる。よつて、フ
イルタ３５からの出力は無く、DVM３６には歪
は表示されない。
上述のIDAを使用する代表的可聴周波数装置の
相互変調歪を測定する手順は、次のとおりであ
る。相互変調信号発生部の出力端をDUTの入
力端に接続する。DUTの出力端を相互変調分
析部の入力端に接続する。信号発生部を所望の
周波数の組合わせに設定する。組合わせ信号を
所望の出力レベルを生じる如きレベルにして
DUTの入力端に印加する。分析部の利得を手
動で調整して適当な搬送電流レベルとする。
DVMにより相互変調歪率を測定して表示を読
む。
相互変調歪を測定する手順は、次のとおりであ
る。相互変調信号発生部の出力端をDUTの入
力端に接続する。DUTの出力端を相互変調分
析部の入力端に接続する。信号発生部を所望の
周波数の組合わせに設定する。組合わせ信号を
所望の出力レベルを生じる如きレベルにして
DUTの入力端に印加する。分析部の利得を手
動で調整して適当な搬送電流レベルとする。
DVMにより相互変調歪率を測定して表示を読
む。
本発明のIDAは、上記の段階における手動利
得調整操作を除去することにより従来の装置を改
良したものである。本発明の好適な実施例を第２
図のブロツク図に示す。
得調整操作を除去することにより従来の装置を改
良したものである。本発明の好適な実施例を第２
図のブロツク図に示す。
第２図を第１図と比較すると、増幅器３２は電
圧制御増幅器３２′に置換されている。この増幅
器３２′は、マグローヒル・ブツク・カンパニー
が1974年に出版したジヨン・マーカスによる「ガ
イドブツク・オブ・エレクトロニツク・サーキツ
ト」に記載された従来の電圧制御増幅器でよい。
更に、復調器３３の出力及び基準電圧ＶREFの差
を積分して制御電圧４２を発生する積分器４０が
付加される。ＶREFは、信号発生部１０の出力信
号における高周波数成分のレベルを表わす。復調
器３３の出力の直流レベルは、搬送波すなわち高
周波数成分レベルに等しい。
圧制御増幅器３２′に置換されている。この増幅
器３２′は、マグローヒル・ブツク・カンパニー
が1974年に出版したジヨン・マーカスによる「ガ
イドブツク・オブ・エレクトロニツク・サーキツ
ト」に記載された従来の電圧制御増幅器でよい。
更に、復調器３３の出力及び基準電圧ＶREFの差
を積分して制御電圧４２を発生する積分器４０が
付加される。ＶREFは、信号発生部１０の出力信
号における高周波数成分のレベルを表わす。復調
器３３の出力の直流レベルは、搬送波すなわち高
周波数成分レベルに等しい。
本発明のIDAの動作は、上述の動作と同様であ
るので、改良点のみについて述べる。上述のよう
に試験信号の高周波数及び低周波数成分のレベル
比は種々であるが、本発明は、その比を正確に保
つように搬送波レベルを常時監視して信号発生部
からの信号の高周波数成分のレベルと比較する。
これれらの信号の差は、増幅器３２′の利得を増
加又は減少させるため、積分器４０により積分さ
れ増幅器３２′の利得調整部に制御電圧４２とし
て印加される。比較された２信号が等しければ、
制御電圧は０であつて増幅器３２′の利得は変わ
らない。
るので、改良点のみについて述べる。上述のよう
に試験信号の高周波数及び低周波数成分のレベル
比は種々であるが、本発明は、その比を正確に保
つように搬送波レベルを常時監視して信号発生部
からの信号の高周波数成分のレベルと比較する。
これれらの信号の差は、増幅器３２′の利得を増
加又は減少させるため、積分器４０により積分さ
れ増幅器３２′の利得調整部に制御電圧４２とし
て印加される。比較された２信号が等しければ、
制御電圧は０であつて増幅器３２′の利得は変わ
らない。
以上説明したとおり、本発明は、電圧制御増幅
器３２′と復調器３３と復調器３３の出力信号及
び基準信号を印加しその出力信号により増幅器３
２′の利得を制御する積分器４０とでサーボルー
プを形成しているので、復調器３３のの出力端の
搬送波レベルは自動的に一定に維持され、搬送波
レベルを手動でいちいち調整する必要がなく、常
に正確な相互変調歪率を試験用高周波数信号レベ
ルに対する比率（％）で表示することができる。
器３２′と復調器３３と復調器３３の出力信号及
び基準信号を印加しその出力信号により増幅器３
２′の利得を制御する積分器４０とでサーボルー
プを形成しているので、復調器３３のの出力端の
搬送波レベルは自動的に一定に維持され、搬送波
レベルを手動でいちいち調整する必要がなく、常
に正確な相互変調歪率を試験用高周波数信号レベ
ルに対する比率（％）で表示することができる。
なお、以上は本発明の好適な実施例について述
べたが、本発明の要旨を逸脱することなく回路、
タイミング等に種々の変更、変形をしうること
は、当業者には明らかであろう。したがつて、本
発明は、そのような種々の変更・変形をも含むも
のである。
べたが、本発明の要旨を逸脱することなく回路、
タイミング等に種々の変更、変形をしうること
は、当業者には明らかであろう。したがつて、本
発明は、そのような種々の変更・変形をも含むも
のである。
第１図は本発明の従来例を示すブロツク図、第
２図は本発明の好適な実施例を示すブロツク図で
ある。 ２０……被試験装置、３１……高域通過フイル
タ、３２′……可変利得増幅器、３３……復調
器、３４……コンデンサ、３５……低域通過フイ
ルタ、３６……表示手段、ＶREF……基準電圧、
４０……積分器。
２図は本発明の好適な実施例を示すブロツク図で
ある。 ２０……被試験装置、３１……高域通過フイル
タ、３２′……可変利得増幅器、３３……復調
器、３４……コンデンサ、３５……低域通過フイ
ルタ、３６……表示手段、ＶREF……基準電圧、
４０……積分器。
Claims (1)
- １ 所定の振幅比関係にある高及び低周波数信号
を被試験装置に供給して得た出力信号が供給され
る高域通過フイルタと、該高域通過フイルタの出
力信号が供給される可変利得増幅器と、該可変利
得増幅器の出力信号が供給される復調器と、該復
調器の出力信号がコンデンサを介して供給される
低域通過フイルタと、上記復調器の出力信号及び
上記高周波数信号の電圧レベルに等しい基準電圧
の差電圧を積分する積分器と、該低域通過フイル
タの出力信号レベルを表示する表示手段とを具
え、上記積分器の出力信号により上記可変利得増
幅器の利得を制御し、上記復調器の出力信号の直
流レベルを上記基準電圧にほぼ等しくすることを
特徴とする相互変調歪分析器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US13994080A | 1980-04-11 | 1980-04-11 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56157869A JPS56157869A (en) | 1981-12-05 |
| JPS6131426B2 true JPS6131426B2 (ja) | 1986-07-19 |
Family
ID=22488995
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5492681A Granted JPS56157869A (en) | 1980-04-11 | 1981-04-10 | Analyzer for mutually modulated distortion |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56157869A (ja) |
| CA (1) | CA1164066A (ja) |
| DE (1) | DE3114244C2 (ja) |
| FR (1) | FR2480438A1 (ja) |
| GB (1) | GB2073895B (ja) |
| NL (1) | NL8101783A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03111595U (ja) * | 1990-03-02 | 1991-11-14 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19813703A1 (de) * | 1997-07-28 | 1999-02-04 | Rohde & Schwarz | Meßverfahren und Meßeinrichtung zum Messen der Verzerrung eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers und Entzerrungsverfahren und Entzerrungseinrichtung zum automatischen Entzerren eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers |
| US6239657B1 (en) | 1998-03-27 | 2001-05-29 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Method and device for measuring the distortion of a high-frequency power amplifier and method and means for automatically equalizing a high-frequency power amplifier |
| GB2353365A (en) | 1999-06-24 | 2001-02-21 | Mitel Semiconductor Ltd | Cross-channel interference |
| KR100318901B1 (ko) * | 2000-03-22 | 2001-12-29 | 윤종용 | 코드분할다중접속 휴대용 무선단말기의 혼변조 특성 개선장치 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3176238A (en) * | 1962-12-21 | 1965-03-30 | Collins Radio Co | Voltage equalizing circuit for constant gain during switching of agc circuit |
| GB2004428B (en) * | 1977-09-16 | 1982-03-31 | Plessey Co Ltd | Receiver circuit arrangement |
-
1981
- 1981-03-03 GB GB8106636A patent/GB2073895B/en not_active Expired
- 1981-04-08 DE DE19813114244 patent/DE3114244C2/de not_active Expired
- 1981-04-09 CA CA000375085A patent/CA1164066A/en not_active Expired
- 1981-04-10 JP JP5492681A patent/JPS56157869A/ja active Granted
- 1981-04-10 NL NL8101783A patent/NL8101783A/nl not_active Application Discontinuation
- 1981-04-10 FR FR8107641A patent/FR2480438A1/fr active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03111595U (ja) * | 1990-03-02 | 1991-11-14 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3114244C2 (de) | 1985-11-14 |
| GB2073895A (en) | 1981-10-21 |
| DE3114244A1 (de) | 1982-04-29 |
| FR2480438B1 (ja) | 1984-02-10 |
| FR2480438A1 (fr) | 1981-10-16 |
| GB2073895B (en) | 1983-11-02 |
| CA1164066A (en) | 1984-03-20 |
| JPS56157869A (en) | 1981-12-05 |
| NL8101783A (nl) | 1981-11-02 |
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