JPS6133077A - High voltage stabilization circuit - Google Patents
High voltage stabilization circuitInfo
- Publication number
- JPS6133077A JPS6133077A JP15403984A JP15403984A JPS6133077A JP S6133077 A JPS6133077 A JP S6133077A JP 15403984 A JP15403984 A JP 15403984A JP 15403984 A JP15403984 A JP 15403984A JP S6133077 A JPS6133077 A JP S6133077A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- high voltage
- circuit
- control
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Details Of Television Scanning (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の利用分野）
本発明はテレビジ璽ン等の高圧安定化回路に関するもの
である。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Application of the Invention) The present invention relates to a high voltage stabilizing circuit for televisions, etc.
（発明の背景）
従来、この種の高圧安定化回路の中には、高圧出力電圧
を分割抵抗等により検出し、基準電圧と比較して、その
誤差が少なくなる様に高圧回路の電源電圧を制御して、
高圧出力電圧を定電圧化する電源制御方式が知られてい
る。（特開昭５６−１４９１７８、特開昭５６−１４０
７７１ ）その一例を第７図，第８図および第９図を用
いて説明する。(Background of the Invention) Conventionally, in this type of high-voltage stabilizing circuit, the high-voltage output voltage is detected using a dividing resistor, etc., and the power supply voltage of the high-voltage circuit is adjusted to reduce the error by comparing it with a reference voltage. control,
A power supply control method that makes the high voltage output voltage constant is known. (JP-A-56-149178, JP-A-56-140
771) An example of this will be explained using FIGS. 7, 8, and 9.
第７図に詔いて、１はスイッチングパルス入力端子、２
は高圧出力用スイッチングトランジスタ、３はダンパー
ダイオード、４は共振コンデンサ、５はフライバックト
ランス、６は高圧整流ダイオード、７は高圧出力端子、
８，９は抵抗器である。In Figure 7, 1 is the switching pulse input terminal, 2
is a switching transistor for high voltage output, 3 is a damper diode, 4 is a resonant capacitor, 5 is a flyback transformer, 6 is a high voltage rectifier diode, 7 is a high voltage output terminal,
8 and 9 are resistors.
また、１０は検出用トランジスタ、１１ は可変抵抗器
、１２は誤差増幅トランジスタ、１３はツェナダイオー
ド、１４は逆電流吸収コンデンサ、１５は制御トランジ
スタ、１６．１７は抵抗器、１８は電源入力端子である
。Also, 10 is a detection transistor, 11 is a variable resistor, 12 is an error amplification transistor, 13 is a Zener diode, 14 is a reverse current absorption capacitor, 15 is a control transistor, 16.17 is a resistor, and 18 is a power input terminal. be.
次に、第７図によって従来回路の動作を説明する。Next, the operation of the conventional circuit will be explained with reference to FIG.
スイッチングパルス入力端子１に周期ＴＨのスイッチン
グパルス（通常は水平同期パルス）が入力されると高圧
出力トランジスタ２はスイッチング動作する。これによ
って、フライバックトランス５の１次側にパルス電流が
流れ、２次側に高電圧が誘起される。整流ダイオード６
はこの高電圧を整流し、高圧出力端子７に直流高圧電圧
が出力される。When a switching pulse (usually a horizontal synchronizing pulse) with a period TH is input to the switching pulse input terminal 1, the high voltage output transistor 2 performs a switching operation. As a result, a pulse current flows through the primary side of the flyback transformer 5, and a high voltage is induced on the secondary side. rectifier diode 6
rectifies this high voltage and outputs a DC high voltage to the high voltage output terminal 7.
この直流高圧電圧は抵抗器８，９により１割され、検出
用トランジスタ１０、可変抵抗器１１を経て、誤差増幅
トランジスタ１２０ベースに印加される。検出用トラン
ジスタ１０は、高入力インピーダンスが要求されるため
、エミッタフォロワが通常用いられる。誤差増幅トラン
ジスタ１２のエミッタは、ツェナダイオード１３および
抵抗器１７からなる基準電圧源に接続され、コレクタは
制御トランジスタ１５０ベースに接続されている。This DC high voltage is divided by 10% by resistors 8 and 9, and is applied to the base of error amplification transistor 120 via detection transistor 10 and variable resistor 11. Since the detection transistor 10 is required to have high input impedance, an emitter follower is usually used. The emitter of the error amplification transistor 12 is connected to a reference voltage source consisting of a Zener diode 13 and a resistor 17, and the collector is connected to the base of the control transistor 150.
さて、高圧出力電流が流れ、高圧出力電圧が低下すると
、誤差増幅トランジスタ１２０ベース電圧が低下するた
め、制御トランジスタ１５０ベース電圧が上昇する。そ
の結果、エミッタ電圧が上昇し、フライバックトランス
５０１次側に流れるパルス電流が増加し、２次側の高圧
出力電圧が高くなる様に制御され高圧が安定化される。Now, when the high-voltage output current flows and the high-voltage output voltage decreases, the base voltage of the error amplification transistor 120 decreases, so that the control transistor 150 base voltage increases. As a result, the emitter voltage increases, the pulse current flowing to the primary side of the flyback transformer 50 increases, and the high voltage output voltage on the secondary side is controlled to become high, thereby stabilizing the high voltage.
この従来の電源制御方式高圧安定化回路は、動作は安定
であるが、応答速度が遅い欠点があった。This conventional power supply control type high voltage stabilizing circuit has stable operation, but has the drawback of slow response speed.
これを以下に説明する。This will be explained below.
第７図においては、制御トランジスタ１５のエミッタ電
圧を直流電圧に安定化させるため、ダンパダイオード３
を介して流れる逆方向電流ＩＲ を逆電流吸収コンデン
サ１４に吸収させている。その結果、コンデンサ１４は
大容量のものを必要としていた。そのため、コンデンサ
１４の充放電の時定数が大きくなり、制御の応答速度が
遅くなっていた。In FIG. 7, a damper diode 3 is used to stabilize the emitter voltage of the control transistor 15 to a DC voltage.
The reverse current IR flowing through the reverse current absorbing capacitor 14 is absorbed by the reverse current absorbing capacitor 14. As a result, the capacitor 14 needs to have a large capacity. Therefore, the time constant for charging and discharging the capacitor 14 becomes large, and the response speed of the control becomes slow.
一方、応答速度を速くするため、コンデンサ１４の容量
を小さくすると、コンデンサ１４の端子電圧は周期ＴＨ
のパラボラ電圧となり、制御トランジスタ１５の動作波
形は第８図の（ａ）から（ｂ）へと移行し、制御トラン
ジスタ１５はエミッタ電圧が上昇した時にカットオフし
て、スイッチング動作なする様になる。第８図において
、１９はコレクタ電圧、２０はベース電圧、 ２１．２
１’はエミッタ電圧である。On the other hand, if the capacitance of the capacitor 14 is made small in order to increase the response speed, the terminal voltage of the capacitor 14 will be equal to the period TH.
becomes a parabolic voltage, and the operating waveform of the control transistor 15 shifts from (a) to (b) in FIG. 8, and the control transistor 15 cuts off when the emitter voltage rises and performs a switching operation. . In Fig. 8, 19 is the collector voltage, 20 is the base voltage, 21.2
1' is the emitter voltage.
制御トランジスタ１５がカットオフすると、逆ベース電
流 ’ｂＲがベースから流れ出すことになる。このため
、制御トランジスタ１５０ベース電圧が不安定となり発
振することになる。When the control transistor 15 is cut off, a reverse base current 'bR will flow from the base. Therefore, the base voltage of the control transistor 150 becomes unstable and oscillates.
この発振を防止する対策として第９図に示す様に逆ベー
ス電流吸収コンデンサ１４′ を設けてベース電圧を
安定化させる方法が考えられている。As a measure to prevent this oscillation, a method has been considered to stabilize the base voltage by providing a reverse base current absorbing capacitor 14' as shown in FIG.
しかし、この方法では、やはりコンデンサ １４′は大
容量となるため、充放電の時定数が大きくなり、結果的
には、制御の応答速度を速めることができなかった。However, in this method, since the capacitor 14' has a large capacity, the time constant for charging and discharging becomes large, and as a result, it is not possible to increase the response speed of the control.
また、逆流防止コンデンサ１４をさらに小さくすると、
パラボラ電圧が制御トランジスタ１５のエミッタ・ベー
ス間耐圧を越え、制御トランジスタ１５が破壊してしま
う欠点があった。Also, if the backflow prevention capacitor 14 is made smaller,
There is a drawback that the parabolic voltage exceeds the emitter-base breakdown voltage of the control transistor 15, causing the control transistor 15 to be destroyed.
（発明の目的）
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除去し、高
速応答が可能な電源制御方式高圧安定化回路を提供する
ことにある。(Objective of the Invention) An object of the present invention is to eliminate the drawbacks of the above-mentioned prior art and to provide a power supply control type high voltage stabilizing circuit capable of high-speed response.
（発明の概要）
上記目的を達成するため、本発明による高圧安定化回路
は、電源制御回路の制御トランジスタをコモンエミッタ
型とし、逆電流吸収コンデンサの容量値を、該コンデン
サの端子電圧が前記制御トランジスタのベース電圧を越
えない範囲で小さくした点に特徴がある。(Summary of the Invention) In order to achieve the above object, the high voltage stabilizing circuit according to the present invention uses a common emitter type as the control transistor of the power supply control circuit, and sets the capacitance value of the reverse current absorption capacitor to the terminal voltage of the capacitor. The feature is that it is made small within a range that does not exceed the base voltage of the transistor.
また、本発明の他の特徴は、前記制御トランジスタをコ
モンエミッタ型とし、そのコレクタにダイオードのアノ
ードを接続し、そのダイオ−Ｆのカソードから高圧回路
に電流を供給し、出力容量を小さくした点にある。Another feature of the present invention is that the control transistor is of a common emitter type, the anode of a diode is connected to the collector of the control transistor, and current is supplied from the cathode of the diode to the high voltage circuit to reduce the output capacitance. It is in.
（発明の実施例）
以下に、本発明を図面を参照して説明する。第１図は１
本発明の一実施例を示す回路図である。(Embodiments of the Invention) The present invention will be described below with reference to the drawings. Figure 1 is 1
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
第１図において、第７図と同符号は同一物を示す。In FIG. 1, the same reference numerals as in FIG. 7 indicate the same parts.
本実施例が第７図と異なる所はコモンエミッタ型の制御
トランジスタ １５’ を用いた点および誤差増幅用
トランジスタ １２′および１２′ を用いた点である
。This embodiment differs from FIG. 7 in that a common emitter type control transistor 15' and error amplifying transistors 12' and 12' are used.
また、第２図は該制御トランジスタ１５′ の動作波
形を示す。第２図において、２４はエミッタ電圧、２５
はベース電圧、２６はコレクタ電圧である。Further, FIG. 2 shows the operating waveforms of the control transistor 15'. In FIG. 2, 24 is the emitter voltage, 25
is the base voltage, and 26 is the collector voltage.
第１図の回路において、高圧出力端子７を通って高圧出
力電流が流れ、高圧出力電圧が低下すると、トランジス
タ１００ベース電圧が低下し、該トランジスタ１０のエ
ミッタ電流が減少する。このため、誤差増幅用差動トラ
ンジスタ １２’のベース電圧が低下し、トランジスタ
１２′ のコレクタ電流が増加する。したがって、制
御トランジスタ１５’ のベース電圧が低下し、その
結果コレクタ電圧が上昇し、第７図と同様に２次側の高
圧出力電圧が高（なる様に制御され、高圧が安定化され
る。In the circuit of FIG. 1, a high voltage output current flows through high voltage output terminal 7, and as the high voltage output voltage decreases, the base voltage of transistor 100 decreases and the emitter current of transistor 10 decreases. Therefore, the base voltage of the error amplifying differential transistor 12' decreases, and the collector current of the transistor 12' increases. Therefore, the base voltage of the control transistor 15' decreases, and as a result, the collector voltage increases, and the high voltage output voltage on the secondary side is controlled to be high (similar to FIG. 7), and the high voltage is stabilized.
ところで、本＊ｍ例においては、コモンエミッタ型の制
御トランジスタ １５′ を用いているので、該制御ト
ランジスタ １５′のエミッタ電圧（第２図の２４）を
、例えば１００ Ｖとすると・ベース電圧（第２図の２
５）は９９Ｖ程度になる。一方、前記第７図の従来回路
の場合は、制御トランジスタ１５のコレクタ電圧（第８
図の１９）を １００Ｖとすると、そのエミッタ電圧（
第８図の２０）は９０Ｖ程度になる。By the way, in this *m example, a common emitter type control transistor 15' is used, so if the emitter voltage (24 in FIG. 2) of the control transistor 15' is, for example, 100 V, the base voltage (the 2 in figure 2
5) will be about 99V. On the other hand, in the case of the conventional circuit shown in FIG. 7, the collector voltage of the control transistor 15 (the eighth
If 19) in the figure is set to 100V, its emitter voltage (
20) in FIG. 8 is about 90V.
このため２本実施例においては逆電流吸収コンデンサ１
４のフライバックトランス５側の端子電圧を従来回路よ
り、９ｖ程度上げてもよいことになり、その分・該逆電
流吸収コンデンサ１４の容量を小さくできる。Therefore, in this embodiment, two reverse current absorption capacitors 1
The terminal voltage on the flyback transformer 5 side of 4 can be increased by about 9 V compared to the conventional circuit, and the capacity of the reverse current absorbing capacitor 14 can be reduced accordingly.
逆電流吸収コンデンサ１４の容量を小さくすると、該コ
ンデンサ１４の端子電圧は、第２図の符号２６ に示さ
れているようＫ、周期ＴＨのパラボラ電圧となるが、該
パラボラ電圧の最大値がベース電圧２５を越えない範囲
において、該コンデンサの容量を小さくすることができ
る。実験では、従来の回路の容量の１７１０ 程度に
まで、小さくすることができた。When the capacitance of the reverse current absorption capacitor 14 is reduced, the terminal voltage of the capacitor 14 becomes a parabolic voltage of K and period TH, as shown by reference numeral 26 in FIG. 2, but the maximum value of the parabolic voltage is the base. As long as the voltage does not exceed 25, the capacitance of the capacitor can be reduced. In experiments, we were able to reduce the capacitance to about 1710 μm, which is the same as that of conventional circuits.
以上のように、この実施例によれば、逆電流吸収コンデ
ンサ１４の容量を従来のものに比べて小さくできるので
、安定な動作を保持したま＼、制御の応答速度を速める
ことができる。As described above, according to this embodiment, the capacitance of the reverse current absorbing capacitor 14 can be made smaller than that of the conventional one, so that the control response speed can be increased while maintaining stable operation.
次に、本発明の第２実施例を第３図で説明する。Next, a second embodiment of the present invention will be explained with reference to FIG.
第３図は第２実施例の回路図を示す。この実施例が前記
第１実施例と異なる点は、前記制御用トランジスタ １
５′ のコレクタに逆流防止用のダイオード２３を設け
た点である。FIG. 3 shows a circuit diagram of the second embodiment. This embodiment differs from the first embodiment in that the control transistor 1
5' is provided with a diode 23 for preventing backflow.
また、第４図は第２図と同様に、第３図の制御トランジ
スタ１５′ の動作波形を示す。なお、第３図および
第４図において、第１図および第２図と同符号は同一物
を示す。Further, like FIG. 2, FIG. 4 shows operating waveforms of the control transistor 15' of FIG. 3. Note that in FIGS. 3 and 4, the same reference numerals as in FIGS. 1 and 2 indicate the same parts.
この第２実施例においては、制御トランジスタ１５′
はベースエミッタ間が常に順方向バイアスであるので
、カットオフ動作はしない。また、逆流防止用ダイオー
ド２３を設け、制御用トランジスタ１５′ のコレク
タ電圧をベース電圧にフラングしているので（第４図参
照）、逆電流吸収コンデンサ１４の端子電圧が、制御用
トランジスタ１５’のベース電圧以上になっても、コレ
クタ力）らベースへ逆電流が流れるのを防止することが
できる。In this second embodiment, the control transistor 15'
Since the base-emitter is always forward biased, there is no cutoff operation. In addition, since a reverse current prevention diode 23 is provided and the collector voltage of the control transistor 15' is connected to the base voltage (see Fig. 4), the terminal voltage of the reverse current absorption capacitor 14 is controlled by the control transistor 15'. Even if the voltage exceeds the base voltage, reverse current can be prevented from flowing from the collector force to the base.
このため、逆電流吸収コンデンサ１４の容量を第１実施
例のものに比べてさらに小さくできる。Therefore, the capacitance of the reverse current absorbing capacitor 14 can be made smaller than that of the first embodiment.
この様に、第２実施例では、制御トランジスタをコモン
エミッタ型とし、そのコレクタに逆流防止ダイオードを
接続したので、逆電流吸収コンデンサ１４を従来より極
めて小さな値で動作させることができ、制御ループ内お
よびその他に時定数回路が介在しないため、制御の応答
速度を極めて速くできる。In this way, in the second embodiment, the control transistor is of the common emitter type, and the reverse current prevention diode is connected to the collector, so that the reverse current absorption capacitor 14 can be operated with a much smaller value than the conventional one, and the control transistor is In addition, since no other time constant circuit is involved, the control response speed can be extremely fast.
第５図は、従来の高圧安定化回路と本発明の第２実施例
の高圧安定化回路との制御の過渡応答を比較して示した
図である。第５図において、２７は高圧出力電流、２Ｂ
は高圧安定化回路がない場合の高圧出力電圧、２８′は
従来の高圧安定化回路での高圧出力電圧、２８′は本実
施例の高圧安定化回路での高圧出力電圧である。本実施
例により制御の高速化が実現されていることがわかる。FIG. 5 is a diagram illustrating a comparison of control transient responses between a conventional high voltage stabilizing circuit and a high voltage stabilizing circuit according to a second embodiment of the present invention. In Fig. 5, 27 is a high voltage output current, 2B
is the high voltage output voltage when there is no high voltage stabilizing circuit, 28' is the high voltage output voltage in the conventional high voltage stabilizing circuit, and 28' is the high voltage output voltage in the high voltage stabilizing circuit of this embodiment. It can be seen that the present example achieves faster control.
第６図は本発明の第３の実施例を示す回路図である。こ
の実施例は、第３図の第２実施例と比較して、制御トラ
ンジスタ１１５’、１５”、および抵抗器２９ 、３０
が異っている。FIG. 6 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. This embodiment, compared to the second embodiment of FIG.
are different.
制御トランジスタ１５’、１５”は直列接続になってあ
り、抵抗器２９．３０を適＠な値に選ぶことにより、そ
れぞれのコレクタ・エミッタ間電圧を第３図の制御トラ
ンジスタ１５′ の半分で動作できる。このため、電
源電圧が高電圧の場合でも、低電圧用トランジスタを用
いることができる。The control transistors 15' and 15'' are connected in series, and by selecting appropriate values for the resistors 29 and 30, each collector-emitter voltage can be operated at half of that of the control transistor 15' in Fig. 3. Therefore, even when the power supply voltage is high, a low voltage transistor can be used.
第６図の回路動作は、上記の点を除き、第３図と同様で
ある。The circuit operation in FIG. 6 is similar to that in FIG. 3 except for the above points.
（発明の効果）
以上説明した様に、本発明によれば、高圧安定化回路に
おいて、制御トランジスタをコモンエミッタ型とし、あ
るいはさらにそのコレクタにダイオードのアノードを接
続し、そのダイオードのカソードから高圧発生回路に電
流を供給する構成としたので、逆電流吸収コンデンサを
小さくしても安定に動作させることができ、制御の高速
化を実現できる効果がある。(Effects of the Invention) As explained above, according to the present invention, in a high voltage stabilizing circuit, the control transistor is of a common emitter type, or the anode of a diode is further connected to the collector, and high voltage is generated from the cathode of the diode. Since the configuration is such that current is supplied to the circuit, stable operation can be achieved even if the reverse current absorption capacitor is made small, and the effect is that high-speed control can be achieved.
第１図は本発明の第１実施例の高圧安定化回路の回路図
、第２図は第１図の高圧安定化回路における制御トラン
ジスタの動作を説明するための電圧波形図、第３図は本
発明の第２実施例の回路図、第４図は第３図の制御トラ
ンジスタの動作を説明するための電圧波形図、第５図は
第２実施例と従来の高圧安定化回路の過渡応答を比較し
た特性図、第６図は本発明の第３実施例の回路図、第７
図は従来の高圧安定化回路の回路図、第８図は第７図の
制御トランジスタの動作を説明するための電圧波形図、
第９図は他の従来回路の回路図を示す。FIG. 1 is a circuit diagram of a high voltage stabilization circuit according to a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a voltage waveform diagram for explaining the operation of the control transistor in the high voltage stabilization circuit of FIG. 1, and FIG. A circuit diagram of the second embodiment of the present invention, FIG. 4 is a voltage waveform diagram for explaining the operation of the control transistor in FIG. 3, and FIG. 5 is a transient response of the second embodiment and the conventional high voltage stabilization circuit. FIG. 6 is a circuit diagram of the third embodiment of the present invention, and FIG.
The figure is a circuit diagram of a conventional high voltage stabilization circuit, and Figure 8 is a voltage waveform diagram for explaining the operation of the control transistor in Figure 7.
FIG. 9 shows a circuit diagram of another conventional circuit.
Claims (3)
振コンデンサ、フライバックトランスおよび該フライバ
ックトランスの一次側に接続された逆電流吸収コンデン
サからなる高圧発生回路と、該高圧発生回路の出力電圧
を検出する検出回路と、該検出回路の出力電圧とあらか
じめ設定された基準電圧とを比較して、この両者の誤差
信号が小さくなる様に、上記高圧発生回路の電源電圧を
制御する制御回路とからなる高圧安定化回路において、
前記制御回路の制御トランジスタをコモンエミッタ型と
し、前記逆電流吸収コンデンサの容量値を、該コンデン
サの端子電圧が前記制御トランジスタのベース電圧を越
えない範囲で小さくしたことを特徴とする高圧安定化回
路。(1) A high voltage generation circuit consisting of a high voltage output transistor, a damper diode, a resonant capacitor, a flyback transformer, and a reverse current absorption capacitor connected to the primary side of the flyback transformer, and detection for detecting the output voltage of the high voltage generation circuit. and a control circuit that compares the output voltage of the detection circuit with a preset reference voltage and controls the power supply voltage of the high voltage generation circuit so that the error signal between the two becomes small. In the conversion circuit,
A high voltage stabilizing circuit characterized in that the control transistor of the control circuit is a common emitter type, and the capacitance value of the reverse current absorption capacitor is set to be small within a range where the terminal voltage of the capacitor does not exceed the base voltage of the control transistor. .
振コンデンサ、フライバックトランスおよび該フライバ
ックトランスの一次側に接続された逆電流吸収コンデン
サからなる高圧発生回路と、該高圧発生回路の出力電圧
を検出する検出回路と、該検出回路の出力電圧とあらか
じめ設定された基準電圧とを比較して、この両者の誤差
信号が小さくなる様に、上記高圧発生回路の電源電圧を
制御する制御回路とからなる高圧安定化回路において、
前記制御回路の制御トランジスタをコモンエミッタ型と
し、該制御トランジスタのコレクタにダイオードのアノ
ードを接続し、該ダイオードのカソードを前記逆電流吸
収コンデンサに接続することにより、前記電流吸収コン
デンサの容量値を小さくしたことを特徴とする高圧安定
化回路。(2) A high voltage generation circuit consisting of a high voltage output transistor, a damper diode, a resonant capacitor, a flyback transformer, and a reverse current absorption capacitor connected to the primary side of the flyback transformer, and detection for detecting the output voltage of the high voltage generation circuit. and a control circuit that compares the output voltage of the detection circuit with a preset reference voltage and controls the power supply voltage of the high voltage generation circuit so that the error signal between the two becomes small. In the conversion circuit,
The control transistor of the control circuit is of a common emitter type, the anode of a diode is connected to the collector of the control transistor, and the cathode of the diode is connected to the reverse current absorption capacitor, thereby reducing the capacitance value of the current absorption capacitor. A high voltage stabilization circuit characterized by:
以上直列接続し、該制御トランジスタとして低電圧用ト
ランジスタを用いるようにしたことを特徴とする前記特
許請求の範囲第２項記載の高圧安定化回路。(3) The high voltage stabilizing circuit according to claim 2, characterized in that two or more stages of the common emitter type control transistors are connected in series, and a low voltage transistor is used as the control transistor. .
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15403984A JPS6133077A (en) | 1984-07-26 | 1984-07-26 | High voltage stabilization circuit |
| KR1019850005026A KR900002305B1 (en) | 1984-07-26 | 1985-07-15 | Voltage stabilization circuit of high voltage generator |
| US06/758,461 US4649465A (en) | 1984-07-26 | 1985-07-24 | Voltage stabilizer for a high-voltage generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15403984A JPS6133077A (en) | 1984-07-26 | 1984-07-26 | High voltage stabilization circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6133077A true JPS6133077A (en) | 1986-02-15 |
| JPH0373191B2 JPH0373191B2 (en) | 1991-11-21 |
Family
ID=15575576
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15403984A Granted JPS6133077A (en) | 1984-07-26 | 1984-07-26 | High voltage stabilization circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6133077A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62234468A (en) * | 1986-02-27 | 1987-10-14 | Nec Home Electronics Ltd | Horizontal deflecting circuit |
| JPS6478578A (en) * | 1987-09-21 | 1989-03-24 | Mitsubishi Electric Corp | High voltage control circuit for cathode ray tube |
| JPH03150392A (en) * | 1989-09-05 | 1991-06-26 | General Electric Co <Ge> | Preparation of metal coated polyimide composite |
| WO2006101135A1 (en) * | 2005-03-22 | 2006-09-28 | Oki Power Tech Co., Ltd. | Switching power supply circuit |
-
1984
- 1984-07-26 JP JP15403984A patent/JPS6133077A/en active Granted
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62234468A (en) * | 1986-02-27 | 1987-10-14 | Nec Home Electronics Ltd | Horizontal deflecting circuit |
| JPS6478578A (en) * | 1987-09-21 | 1989-03-24 | Mitsubishi Electric Corp | High voltage control circuit for cathode ray tube |
| JPH03150392A (en) * | 1989-09-05 | 1991-06-26 | General Electric Co <Ge> | Preparation of metal coated polyimide composite |
| WO2006101135A1 (en) * | 2005-03-22 | 2006-09-28 | Oki Power Tech Co., Ltd. | Switching power supply circuit |
| US7894223B2 (en) | 2005-03-22 | 2011-02-22 | Oki Power Tech Co., Ltd. | Switching power supply circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0373191B2 (en) | 1991-11-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3471770A (en) | Pulsed current generating circuits | |
| USRE43516E1 (en) | Fault detection for loss of feedback in forced switching power supplies | |
| US5041956A (en) | Switched-mode power supply circuit including a starting circuit | |
| EP0094485B1 (en) | Differential amplifier with auto bias adjust | |
| JPH0318362B2 (en) | ||
| KR100318414B1 (en) | Device for driving self arc-extinguishing type power element | |
| US3618130A (en) | High efficiency regulated oscillator circuit having a substantially sinusoidal waveform | |
| JPH0373191B2 (en) | ||
| KR900002305B1 (en) | Voltage stabilization circuit of high voltage generator | |
| US4417292A (en) | Power amplifier protection circuit | |
| KR900004806Y1 (en) | Anti-overheating highvoltage stabilization circuit | |
| JP2900684B2 (en) | Constant voltage generator | |
| JPH0746291B2 (en) | DC constant voltage power supply | |
| KR930000856Y1 (en) | High pressure stabilization circuit | |
| JPS591418Y2 (en) | Switching type power supply circuit | |
| JPH0248893Y2 (en) | ||
| SU1015476A1 (en) | Inventer | |
| KR940005920Y1 (en) | Stabilization circuit of high voltage generating | |
| JPS6219404Y2 (en) | ||
| JPH02244806A (en) | Signal amplifier circuit | |
| JPS5866062A (en) | Level detecting circuit | |
| JPH04138772A (en) | High voltage output circuit | |
| JPH04165410A (en) | DC power supply | |
| JPS6166474A (en) | High voltage stabilization circuit | |
| JPH01180019A (en) | Crowbar circuit for direct current power source device |