JPS6142275A - スパイク電圧吸収回路 - Google Patents
スパイク電圧吸収回路Info
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- JPS6142275A JPS6142275A JP15916884A JP15916884A JPS6142275A JP S6142275 A JPS6142275 A JP S6142275A JP 15916884 A JP15916884 A JP 15916884A JP 15916884 A JP15916884 A JP 15916884A JP S6142275 A JPS6142275 A JP S6142275A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- Protection Of Static Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、スイッチング電源装置のスイッチング・トラ
ンジスタをスパイク電圧から保護するためのスパイク電
圧吸収回路（スナバ回路）に関するものである。
ンジスタをスパイク電圧から保護するためのスパイク電
圧吸収回路（スナバ回路）に関するものである。
（従来例の構成とその問題点）
従来、電力効率が高く、小型化し易い等の長所を有する
スイッチング方式の安定化直流電源、所謂、スイッチン
グ電源は、電源装置におけるその使用比率が急速に高ま
っている。ところが、スイッチング電源には、しばしば
問題となるスイッチングノイズの問題に加えて、スイッ
チング・トランジスタのコレクタ端子に現れる高圧のス
パイク電圧の問題がある。近年ではスイッチングに用い
られるトランジスタやＦ Ｅ Ｔに比較的高耐圧のもの
が開発されたり、変成器の１次側と２次側との結合度を
高めてスパイク電圧を小さくする工夫がなされてはいる
が、やはり何等かの保護回路がなくては、トランジスタ
の破壊を防ぐことはできない。例えば、２００ｖ地域用
或いは１００■・２００■両用地域用の機種では、１次
側直流電源電圧が３００■前後になるので、スパイク電
圧吸収回路は、トランジスタの保護及びスパイク電圧に
起因するノイズの低減が十分できるものでなければなら
ない。
スイッチング方式の安定化直流電源、所謂、スイッチン
グ電源は、電源装置におけるその使用比率が急速に高ま
っている。ところが、スイッチング電源には、しばしば
問題となるスイッチングノイズの問題に加えて、スイッ
チング・トランジスタのコレクタ端子に現れる高圧のス
パイク電圧の問題がある。近年ではスイッチングに用い
られるトランジスタやＦ Ｅ Ｔに比較的高耐圧のもの
が開発されたり、変成器の１次側と２次側との結合度を
高めてスパイク電圧を小さくする工夫がなされてはいる
が、やはり何等かの保護回路がなくては、トランジスタ
の破壊を防ぐことはできない。例えば、２００ｖ地域用
或いは１００■・２００■両用地域用の機種では、１次
側直流電源電圧が３００■前後になるので、スパイク電
圧吸収回路は、トランジスタの保護及びスパイク電圧に
起因するノイズの低減が十分できるものでなければなら
ない。
第１図は、従来のスパイク電圧吸収回路の構成を示すも
ので、１はスイッチング用の主トランジスタ、２は主ト
ランジスタ１のベース駆動回路、３は１次側を１次側直
流電源〔以下直流電源という（図示しない）〕に接続し
、２次側を整流回路（図示しない）に接続した変成器、
４はダイオード５と、吸収用コンデンサ６と、抵抗７と
からなるスパイク電圧吸収回路で、このスパイク電圧吸
収回路４に入力したスパイク電圧は、ダイオード５を経
て吸収用コンデンサ６に充電、吸収された上、抵抗７に
よって放電される。
ので、１はスイッチング用の主トランジスタ、２は主ト
ランジスタ１のベース駆動回路、３は１次側を１次側直
流電源〔以下直流電源という（図示しない）〕に接続し
、２次側を整流回路（図示しない）に接続した変成器、
４はダイオード５と、吸収用コンデンサ６と、抵抗７と
からなるスパイク電圧吸収回路で、このスパイク電圧吸
収回路４に入力したスパイク電圧は、ダイオード５を経
て吸収用コンデンサ６に充電、吸収された上、抵抗７に
よって放電される。
このように構成された従来例では、１次側直流電源電圧
（以下電源電圧という）を３００Ｖ（交流１００Ｖを両
波整流したときの値）、主トランジスタ１の導通時間比
率を１／４とすれば、主トランジスタ１が遮断状態での
安定後のコレクタ電圧は４００Ｖとなり、ダイオード５
のカソード電圧は、スパイク波形によりコレクタ電圧よ
り少なくとも５０Ｖ程度−ヒ昇して（スパイク電圧は完
全にはなくならない）、４５０■程度になり、抵抗７に
は、ダイオード５のカソード電圧と電源電圧との差の１
５０■程度が常時印加されることになる。この関係を図
示すると、第２図のようになる。
（以下電源電圧という）を３００Ｖ（交流１００Ｖを両
波整流したときの値）、主トランジスタ１の導通時間比
率を１／４とすれば、主トランジスタ１が遮断状態での
安定後のコレクタ電圧は４００Ｖとなり、ダイオード５
のカソード電圧は、スパイク波形によりコレクタ電圧よ
り少なくとも５０Ｖ程度−ヒ昇して（スパイク電圧は完
全にはなくならない）、４５０■程度になり、抵抗７に
は、ダイオード５のカソード電圧と電源電圧との差の１
５０■程度が常時印加されることになる。この関係を図
示すると、第２図のようになる。
今、抵抗７の抵抗値を５にΩとすると、電力損失ＷＬは
、 Ｗ、、 −＝ １５０’／ ５０００ ＝ ４．５ （
Ｗ）と極めて大きな値どなり、スイッチング電源装置の
電力効率の向；・を妨げたり、放熱設計を困難にする上
、抵抗７の許容電力損失が大きくなると共に、抵抗７の
形状が大きくなって、装置の小型化を阻害し、更には、
抵抗７の抵抗値を上げて許容電力損失を低下させると、
スパイク電圧の吸収効果も低下させてしまう欠点があっ
た。
、 Ｗ、、 −＝ １５０’／ ５０００ ＝ ４．５ （
Ｗ）と極めて大きな値どなり、スイッチング電源装置の
電力効率の向；・を妨げたり、放熱設計を困難にする上
、抵抗７の許容電力損失が大きくなると共に、抵抗７の
形状が大きくなって、装置の小型化を阻害し、更には、
抵抗７の抵抗値を上げて許容電力損失を低下させると、
スパイク電圧の吸収効果も低下させてしまう欠点があっ
た。
（発明の目的）
本発明の目的は、抵抗の許容電力損失を生しることなく
スパイク電圧を吸収すると共に、電力効率が良く、発熱
の少ないスパイク電圧吸収回路を提供することにある。
スパイク電圧を吸収すると共に、電力効率が良く、発熱
の少ないスパイク電圧吸収回路を提供することにある。
（発明の構成）
本発明は、スパイク電圧を充電するときには、吸収用コ
ンデンサが１次側直流電源の直流電源電圧端子と主トラ
ンジスタのコレクタ端子の間に接続され、吸収用コンデ
ンサｈ日つ放電するときには、吸収用コンデンサが１次
側直流電源において直列に接続された２つの平滑用」ン
デンサの接続点と１次側直流電源の直流電源電圧端子と
の間に接続されるように、吸収用コンγンサの接続をス
イッチング素子によって切り換えることにより、スパイ
ク電圧を吸収して得たエネルギーを無損失で直流電源に
帰還させるようにしたものである。
ンデンサが１次側直流電源の直流電源電圧端子と主トラ
ンジスタのコレクタ端子の間に接続され、吸収用コンデ
ンサｈ日つ放電するときには、吸収用コンデンサが１次
側直流電源において直列に接続された２つの平滑用」ン
デンサの接続点と１次側直流電源の直流電源電圧端子と
の間に接続されるように、吸収用コンγンサの接続をス
イッチング素子によって切り換えることにより、スパイ
ク電圧を吸収して得たエネルギーを無損失で直流電源に
帰還させるようにしたものである。
（実施例の説明）
第３図は、本発明の一実施例の原理を示すもので、第１
図の符号と同一符号のものは同一部分を示しており、又
、８は商用の交流電源、９は整流用のダイオ−１’ＩＯ
，ＩＩ、 １２及び１３からなる整流回路、】４及び１
５は平滑用のコンデンサで、交流電源８、整流回路９、
平滑用コンデンサ１４及び１５で１次側直流電源（以下
直流電源という）を構成しており、交流電源８から出力
された交流電圧は、整流回路９において整流された後、
平滑用コンデンサ１４及び１５によって平滑されて、１
次側直流電源電圧（以下電源電圧という）となる。１６
は整流方式を切り換えるスイッチで、このスイッチ１６
がオフ状態のときはブリッジ式両波整流に、オン状態の
ときは倍電圧整流になるので、交流電源８の電源電圧が
１００■或いは２００■であっても、直流電源の電源電
圧はほぼ同じ値となり、又、平滑コンデンサ】４と平滑
コンデンサ１５との接続点における電圧は、スイッチ１
６がオフ状態、オン状態のいずれの状態にあっても、直
流電源の電源電圧の１／２になる。
図の符号と同一符号のものは同一部分を示しており、又
、８は商用の交流電源、９は整流用のダイオ−１’ＩＯ
，ＩＩ、 １２及び１３からなる整流回路、】４及び１
５は平滑用のコンデンサで、交流電源８、整流回路９、
平滑用コンデンサ１４及び１５で１次側直流電源（以下
直流電源という）を構成しており、交流電源８から出力
された交流電圧は、整流回路９において整流された後、
平滑用コンデンサ１４及び１５によって平滑されて、１
次側直流電源電圧（以下電源電圧という）となる。１６
は整流方式を切り換えるスイッチで、このスイッチ１６
がオフ状態のときはブリッジ式両波整流に、オン状態の
ときは倍電圧整流になるので、交流電源８の電源電圧が
１００■或いは２００■であっても、直流電源の電源電
圧はほぼ同じ値となり、又、平滑コンデンサ】４と平滑
コンデンサ１５との接続点における電圧は、スイッチ１
６がオフ状態、オン状態のいずれの状態にあっても、直
流電源の電源電圧の１／２になる。
１７はダイオード５と、吸収用コンデンサ６と、スイッ
チング素子１８及び１９とからなるスパイク電圧吸収回
路で、このスパイク電圧吸収回路１５は主トランジスタ
１のコレクタ端子に接続されており。
チング素子１８及び１９とからなるスパイク電圧吸収回
路で、このスパイク電圧吸収回路１５は主トランジスタ
１のコレクタ端子に接続されており。
スイッチング素子】８及び】９の可動接点が第３図に示
した位置にあるときには、直流電源の電源電圧側が低電
位に、主トランジスタ１のコレクタ端子側が高電位にな
って、吸収用コンデンサ６は充電状態になり、スイッチ
ング素子１８及び１９の可動接点が第３図に示した位置
と反対側にあるときには、直流電源の１／２電源電圧側
が低電位に、その電源電圧側が高電位になって、吸収用
コンデンサ６は放電状態になる。
した位置にあるときには、直流電源の電源電圧側が低電
位に、主トランジスタ１のコレクタ端子側が高電位にな
って、吸収用コンデンサ６は充電状態になり、スイッチ
ング素子１８及び１９の可動接点が第３図に示した位置
と反対側にあるときには、直流電源の１／２電源電圧側
が低電位に、その電源電圧側が高電位になって、吸収用
コンデンサ６は放電状態になる。
このように構成された本実施例では、吸収用コンデンサ
６の充放電のタイミング、即ち、スイッチング素子１８
及び１９の切り替わるタイミングは、主トランジスタ１
のスイッチングのタイミングと同期しており、主トラン
ジスタｌがスパイク電圧を発生する遮断時は吸収用コン
デンサ６への充電期間となり、又、主トランジスタ１の
コレクタ端子の電圧が下がる導通時は放電期間となる。
６の充放電のタイミング、即ち、スイッチング素子１８
及び１９の切り替わるタイミングは、主トランジスタ１
のスイッチングのタイミングと同期しており、主トラン
ジスタｌがスパイク電圧を発生する遮断時は吸収用コン
デンサ６への充電期間となり、又、主トランジスタ１の
コレクタ端子の電圧が下がる導通時は放電期間となる。
即ち、主トランジスタ１が導通しているときには、吸収
用コンデンサ６の一方の端子は直流電源の電源電圧側に
、吸収用コンデンサ６の他方の端子は直流電源の１／２
電源電圧側にそれぞれ接続されるので、吸収用コンデン
サ６の端子間の電位差は、！／２電源電圧どなる。そし
て、主トランジスタ１が遮断された瞬間は、吸収用コン
デンサ６が充電状態にＬＩＪり替わって、吸収用コンデ
ンサ６の高電位側の端ｆ・かｊユトランジスタ１のコレ
クタに接続され、吸収用コンデンサ６の低電位側の端子
が直流電源の電源電圧側に接続されるため、吸収用コン
デンサ６の高電位側の端子の電圧は更に１／２電源電圧
分だけ上積みされて、３／２電源電圧となる。このとき
、主トランジスタ１は大きなスパイク電圧を発生しよう
とするが、主（〜ランラスタ１のコレクタ端子の電圧が
：３７２電源電圧まで上がると、それ以降は吸収用コン
デンサ６に充電電流が流れて、スパイク電圧の上昇は小
さく押えられる。従って、吸収用コンデンサ６の両端子
間の電位差は、１／２電源電圧よりやや高い値まで−１
−昇した以降、充電電流が停止すると、その値のまま保
持される。次に、主トランジスターが再び導通すると、
吸収用コンデンサ６が放電状態に切り替わって、吸収用
コンデンサ６の両端子間の電位差が１／２電源電圧に戻
るまで放電され、この放電電流は平滑用コンデンサー４
に流れ込む。詰り、スパイク電圧のエネルギーが直流電
源に無損失で帰還されたことになる。この場合、平滑用
コンデンサー４の容置は、吸収用コンデンサ６に比べて
１゛分人きいので（通常１０００倍以上）、平滑用コン
デンサー４の両端子間の電位差の変化は無視できる。以
上の動作によって、主トランジスターのコレクタ端ｆの
最大電圧は、３／２電源電圧よりやや高い程度の値で押
えることができる。例えば、電源電圧か３００■であれ
ば、コレクタ端子での最大電圧は、１４０ Ｖ Ｘ
−＋ α となり、αの値として、第１図の従来例の説明で用いた
５０Ｖを代入すれば、最大電圧は５００■となる。そこ
で、この関係を図示すると、第４図のようになる。但し
、第４図から分かるように、主トランジスタ１の遮断時
におけるコレクタ電圧の定常値が、３／２電源電圧以上
となるような場合には。
用コンデンサ６の一方の端子は直流電源の電源電圧側に
、吸収用コンデンサ６の他方の端子は直流電源の１／２
電源電圧側にそれぞれ接続されるので、吸収用コンデン
サ６の端子間の電位差は、！／２電源電圧どなる。そし
て、主トランジスタ１が遮断された瞬間は、吸収用コン
デンサ６が充電状態にＬＩＪり替わって、吸収用コンデ
ンサ６の高電位側の端ｆ・かｊユトランジスタ１のコレ
クタに接続され、吸収用コンデンサ６の低電位側の端子
が直流電源の電源電圧側に接続されるため、吸収用コン
デンサ６の高電位側の端子の電圧は更に１／２電源電圧
分だけ上積みされて、３／２電源電圧となる。このとき
、主トランジスタ１は大きなスパイク電圧を発生しよう
とするが、主（〜ランラスタ１のコレクタ端子の電圧が
：３７２電源電圧まで上がると、それ以降は吸収用コン
デンサ６に充電電流が流れて、スパイク電圧の上昇は小
さく押えられる。従って、吸収用コンデンサ６の両端子
間の電位差は、１／２電源電圧よりやや高い値まで−１
−昇した以降、充電電流が停止すると、その値のまま保
持される。次に、主トランジスターが再び導通すると、
吸収用コンデンサ６が放電状態に切り替わって、吸収用
コンデンサ６の両端子間の電位差が１／２電源電圧に戻
るまで放電され、この放電電流は平滑用コンデンサー４
に流れ込む。詰り、スパイク電圧のエネルギーが直流電
源に無損失で帰還されたことになる。この場合、平滑用
コンデンサー４の容置は、吸収用コンデンサ６に比べて
１゛分人きいので（通常１０００倍以上）、平滑用コン
デンサー４の両端子間の電位差の変化は無視できる。以
上の動作によって、主トランジスターのコレクタ端ｆの
最大電圧は、３／２電源電圧よりやや高い程度の値で押
えることができる。例えば、電源電圧か３００■であれ
ば、コレクタ端子での最大電圧は、１４０ Ｖ Ｘ
−＋ α となり、αの値として、第１図の従来例の説明で用いた
５０Ｖを代入すれば、最大電圧は５００■となる。そこ
で、この関係を図示すると、第４図のようになる。但し
、第４図から分かるように、主トランジスタ１の遮断時
におけるコレクタ電圧の定常値が、３／２電源電圧以上
となるような場合には。
本発明は利用できない。換言すると、主トランジスタ１
の最大導通時間比率を１／３とする必要があることを意
味する。何故ならば、導通時間比率をｒで表せば、前述
のコレクタ電圧の定常値は、電源電圧の１／（１−ｒ）
倍となるからである。又、最大出力電圧が５０Ｗ程度以
下のスイッチング電源装置では、この導通時間比率が比
較的小さくてもよいので、１７３以下という値は容易に
実現でき、この条件に合う商品も既に市場において多数
販売されている。
の最大導通時間比率を１／３とする必要があることを意
味する。何故ならば、導通時間比率をｒで表せば、前述
のコレクタ電圧の定常値は、電源電圧の１／（１−ｒ）
倍となるからである。又、最大出力電圧が５０Ｗ程度以
下のスイッチング電源装置では、この導通時間比率が比
較的小さくてもよいので、１７３以下という値は容易に
実現でき、この条件に合う商品も既に市場において多数
販売されている。
尚、原理説明において、スイッチング電源装置として、
スイッチ１６を設けた交流電源８が１ｏｏｖ・２ｏｏｖ
両用のものを用いたが、平滑用コンデンサの耐圧を補う
ために２つの平滑用コンデンサを直列に接続し−Ｃ使用
すれば、交流電源８が２００Ｖ専用のものでも適用でき
る。
スイッチ１６を設けた交流電源８が１ｏｏｖ・２ｏｏｖ
両用のものを用いたが、平滑用コンデンサの耐圧を補う
ために２つの平滑用コンデンサを直列に接続し−Ｃ使用
すれば、交流電源８が２００Ｖ専用のものでも適用でき
る。
第５図は、本発明の一実施例の具体例を示すもので、第
３図の符号と同一符号のものは同一部分を示しており、
又、２０は、主トランジスタ１の制御信号を偏移させた
バイアス電圧を信号として出力するバイアス変換回路２
Ｎと、コレクタをダイオード５と吸収用コンデンサ６と
の間に接続し、エミッタを直流電源の電源電圧側に接続
し、ベースをバイアス変換回路１９に接続した、スイッ
チング素子として機能する放電用トランジスタ２２と、
吸収用コンデンサ６と直流電源の電源電圧側との間に接
続したダイオード２３と、吸収用コンデンサ６と直流電
源の１７２電源電圧側との間に接続したダイオード２４
とからなるスパイク電圧吸収回路で、主トランジスタ１
と放電用トランジスタ２２とは同時に導通或いは遮断す
るように動作する。
３図の符号と同一符号のものは同一部分を示しており、
又、２０は、主トランジスタ１の制御信号を偏移させた
バイアス電圧を信号として出力するバイアス変換回路２
Ｎと、コレクタをダイオード５と吸収用コンデンサ６と
の間に接続し、エミッタを直流電源の電源電圧側に接続
し、ベースをバイアス変換回路１９に接続した、スイッ
チング素子として機能する放電用トランジスタ２２と、
吸収用コンデンサ６と直流電源の電源電圧側との間に接
続したダイオード２３と、吸収用コンデンサ６と直流電
源の１７２電源電圧側との間に接続したダイオード２４
とからなるスパイク電圧吸収回路で、主トランジスタ１
と放電用トランジスタ２２とは同時に導通或いは遮断す
るように動作する。
このように構成された本具体例では、主トランジスタ１
が遮断されているときには、吸収用コンデンサ６の高電
位側の端子がダイオード５を介して主トランジスタ１の
コレクタに接続されると共に、吸収用コンデンサ６の低
電位側の端子がダイオード２３を介して直流電源の電源
電圧側に接続されて、吸収用コンデンサ６が充電状態に
なり、スパイク電圧が吸収用コンデンサ６に充電される
。
が遮断されているときには、吸収用コンデンサ６の高電
位側の端子がダイオード５を介して主トランジスタ１の
コレクタに接続されると共に、吸収用コンデンサ６の低
電位側の端子がダイオード２３を介して直流電源の電源
電圧側に接続されて、吸収用コンデンサ６が充電状態に
なり、スパイク電圧が吸収用コンデンサ６に充電される
。
又、主トランジスタ１が導通しているときには、吸収用
コンデンサ６の一方の端子は放電用トランジスタ２０を
介して直流電源の電源電圧側に接続されると共に、吸収
用コンデンサ６の他方の端子はダイオード２２を介して
直流電源の１７２電源電圧側に接続されて、吸収用コン
デンサ６が放電状態になり、吸収用コンデンサ６の両端
子間の電位差が１７２電源電圧に戻るまで放電され、こ
の放電電流は平滑用コンデンサ１４に流れ込む。但し、
このスパイク電圧吸収回路２０では、ダイオード５．２
３゜２４の順方向電圧降下及び放電用トランジスタ２２
のコレクタ、エミッタ間の飽和電圧によって多少の損失
が発生するが、従来の方式による本質的な損失と比較す
れば、極めて小さい。
コンデンサ６の一方の端子は放電用トランジスタ２０を
介して直流電源の電源電圧側に接続されると共に、吸収
用コンデンサ６の他方の端子はダイオード２２を介して
直流電源の１７２電源電圧側に接続されて、吸収用コン
デンサ６が放電状態になり、吸収用コンデンサ６の両端
子間の電位差が１７２電源電圧に戻るまで放電され、こ
の放電電流は平滑用コンデンサ１４に流れ込む。但し、
このスパイク電圧吸収回路２０では、ダイオード５．２
３゜２４の順方向電圧降下及び放電用トランジスタ２２
のコレクタ、エミッタ間の飽和電圧によって多少の損失
が発生するが、従来の方式による本質的な損失と比較す
れば、極めて小さい。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、スパイク電圧吸
収回路を吸収用コンデンサとスイッチとで構成し、且つ
、充電時と放電時とで電流の経路が切り換わるように吸
収用コンデンサを接続することによって、損失を発生す
ることなくスパイク電圧によるエネルギーを電源に帰還
することができるると共に、スパイク波形の制限電圧を
３７２電源電圧付近しこ設定できる利点がある。又、損
失が゛低減されたことにより、スイッチング電源自体の
小型化や、放熱設計の簡素化ができる利点がある。
収回路を吸収用コンデンサとスイッチとで構成し、且つ
、充電時と放電時とで電流の経路が切り換わるように吸
収用コンデンサを接続することによって、損失を発生す
ることなくスパイク電圧によるエネルギーを電源に帰還
することができるると共に、スパイク波形の制限電圧を
３７２電源電圧付近しこ設定できる利点がある。又、損
失が゛低減されたことにより、スイッチング電源自体の
小型化や、放熱設計の簡素化ができる利点がある。
第１図は従来のスパイク電圧吸収回路の構成図、第２図
は従来のスパイク電圧吸収回路の各部の出力波形図、第
３図は本発明の一実施例の原理図、第４図は本発明の一
実施例の各部の出力波形図、第５図は本発明の一実施例
の具体例の構成図である。 １ ・・ 主トランジスタ、 ５，２３．２４・・ダイ
オード、 ６ ・・・吸収用コンデンサ、１４、１５・
・・平滑用コンデンサ、 １８．１９・・スイッチング
素子（２２・・・放電用トランジスタ）。 第１区 第２図 第３図 １．７ 第４図
は従来のスパイク電圧吸収回路の各部の出力波形図、第
３図は本発明の一実施例の原理図、第４図は本発明の一
実施例の各部の出力波形図、第５図は本発明の一実施例
の具体例の構成図である。 １ ・・ 主トランジスタ、 ５，２３．２４・・ダイ
オード、 ６ ・・・吸収用コンデンサ、１４、１５・
・・平滑用コンデンサ、 １８．１９・・スイッチング
素子（２２・・・放電用トランジスタ）。 第１区 第２図 第３図 １．７ 第４図
Claims (4)
- （１）スイッチング電源装置の１次側直流電源電圧をス
イッチングする主トランジスタのコレクタに現れるスパ
イク電圧を吸収して、前記主トランジスタを保護するス
パイク電圧吸収回路において、前記主トランジスタのコ
レクタ端子に発生したスパイク電圧を充電、吸収する吸
収用コンデンサが具備され、前記スパイク電圧を充電す
るときには、前記吸収用コンデンサが１次側直流電源の
直流電源電圧端子と前記主トランジスタのコレクタ端子
の間に接続され、前記吸収用コンデンサから放電すると
きには、前記吸収用コンデンサが前記１次側直流電源に
おいて直列に接続された２つの平滑用コンデンサの接続
点と前記１次側直流電源の直流電源電圧端子との間に接
続されるように、前記吸収用コンデンサの接続をスイッ
チング素子によって切り換えることを特徴とするスパイ
ク電圧吸収回路。 - （２）前記主トランジスタは導通時間比率が１／３以下
に設定されることを特徴とする特許請求の範囲第（１）
項記載のスパイク電圧吸収回路。 - （３）前記吸収用コンデンサは、アノード端子を前記主
トランジスタのコレクタ端子に接続し、カソード端子を
前記吸収用コンデンサの一方の端子と接続した第１のダ
イオードと、アノード端子を前記吸収用コンデンサの他
方の端子と接続し、カソード端子を前記１次側直流電源
の直流電源電圧端子と接続した第２のダイオードと、ア
ノード端子を前記２つの平滑用コンデンサの接続点と接
続し、カソード端子を前記吸収用コンデンサと前記第２
のダイオードとの接続点に接続した第３のダイオードと
、前記第１のダイオードと前記吸収用コンデンサとの接
続点と前記１次側電源電圧の直流電源電圧端子との間に
設置された前記スイッチング素子とで構成された回路に
よって充放電が制御されることを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載のスパイク電圧吸収回路。 - （４）前記スイッチング素子は、前記主トランジスタの
制御信号によって制御されることを特徴とする特許請求
の範囲第（２）項記載のスパイク電圧吸収回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15916884A JPS6142275A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | スパイク電圧吸収回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15916884A JPS6142275A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | スパイク電圧吸収回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6142275A true JPS6142275A (ja) | 1986-02-28 |
Family
ID=15687759
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15916884A Pending JPS6142275A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | スパイク電圧吸収回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6142275A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995003648A1 (de) * | 1993-07-19 | 1995-02-02 | Melcher Ag | Ladungspumpe |
-
1984
- 1984-07-31 JP JP15916884A patent/JPS6142275A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995003648A1 (de) * | 1993-07-19 | 1995-02-02 | Melcher Ag | Ladungspumpe |
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