JPS6142391B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱調理器に関するもので、特に
その制御回路に関する。

従来、パワースイツチング半導体を用いた高周
波インバータ装置を電源とする誘導加熱調理器に
おいては、金属製鍋材質、あるいは鍋の大きさな
どが大きく変化して負荷変動が非常に大きく、パ
ワースイツチング半導体の使用条件が非常に厳し
くなる欠点があつた。特に、誘導加熱調理器にお
いては、加熱出力を所望のレベルに制御するため
に入力電流を検知して、使用者の設定出力となる
ようにフイードバツク制御する手段が一般的であ
つた。しかし、入力電流を単に所定のレベルに制
御すると、負荷変動、あるいは入力電源電圧の変
動により、パワースイツチング半導体に大きな負
坦がかかり、損失が増加して温度上昇が高くなつ
たり、あるいは、パワースイツチング半導体が破
壊するなどの欠点があつた。本発明は、以上の欠
点を除き、負荷変動、および入力電源電圧変動を
検知して、パワースイツチング半導体の導通を制
御する誘導加熱調理器の制御回路を提供するもの
である。

以下、図面に従がい本発明の一実施例の詳細な
説明を行なう。

第１図は本発明による誘導加熱調理器のインバ
ータ装置の一実施例であり、第２図は本発明によ
る制御回路のブロツクダイヤグラムの一実施例で
ある。第３図は第１図に示すインバータ回路の電
源電圧変動と負荷変動に対する特性図であり、第
４図は本発明による制御回路の一部、具体的実施
例である。

第１図において、低周波交流電源１より整流回
路２に交流電圧を加え、直流電圧に変換し、直流
電源を構成する。整流回路２の直流出力側に、イ
ンバータ回路３を接続する。インバータ回路３は
直流電力を高周波電力に変換するもので、直流電
源ライン間に入力コンデンサ３０を接続し、入力
コンデンサ３０と並列関係に、加熱コイル３１と
スイツチング半導体３２の直列接続体を接続す
る。スイツチング半導体３２と逆並列にダンパー
ダイオード３３を接続し、加熱コイル３１と並列
関係に共振用コンデンサ３４を接続する。共振用
コンデンサ３４は、スイツチング半導体３２と並
列接続しても動作は同じである。スイツチング半
導体３２はパワートランジスタあるいは、ゲート
ターンオフサイリスタ（略してGTO）などのオ
ンオフ制御可能なパワースイツチング素子であ
る。制御回路４は、インバータ回路３の入力電流
検知用電流変成器４０に接続される入力検知端子
４０ａ，４０ｂ、入力直流電圧検知端子４１ａ、
スイツチング半導体３２の順方向電圧検知端子４
１ｂおよび、直流電源の一側に接続される共通端
子４１ｃ、スイツチング半導体３２の制御端子に
接続される出力端子４２ａ，４２ｂ、使用者が操
作する可変抵抗器４３とその接続端子である入力
設定端子４３ａ，４３ｂを備える。インバータ回
路３の動作は、準Ｅ級モードの動作で、ダイパー
ダイオード３３が導通してから、スイツチング半
導体３２を導通させ、スイツチング半導体３２が
ターンオフした時には、加熱コイル３１と共振用
コンデンサ３４のLC共振により、スイツチング
半導体３２の順方向電圧、いわゆるフライバツク
電圧は正弦波状に上昇し、ターンオン損失、ター
ンオフ損失とも少ない特徴がある。

第２図は、本発明による制御回路のブロツクダ
イヤグラムである。インバータ回路３の基本的な
発振制御法は、入力直流電圧Ｖ_DCとスイツチング
半導体３２の順方向電圧Ｖ_CEとを電圧比較回路４
４に加え、Ｖ_CEがＶ_DCよりも低くなつた時、同期
パルスＶ_tを発生させて、パルス幅制御回路４５
に、同期パルスＶ_tを加え、スイツチング半導体
３２のパルス幅制御信号Ｖ_pを発生させる。パル
ス幅制御回路４５の出力パルス幅は、パルス幅設
定信号Ｖ_Sにより制御される。信号Ｖ_Pは、ゲート
回路４６を介して駆動回路４７に加えられ、駆動
回路４７は、スイツチング半導体３２を十分に導
通制御できる電気信号に増幅する。ゲート回路４
６は、発振起動停止回路４８により制御され、パ
ルス幅制御信号Ｖ_Pをオンオフさせて、発振停止
させる。順方向電圧検知端子４１ｂより、出力検
知回路４９が接続され、スイツチング半導体３２
の順方向印加電圧のピーク値にほぼ比例する電圧
信号に変換する。加熱コイル３１の電流又はスイ
ツチング半導体３２の順方向電流でも動作は同じ
である。出力検知回路４９の出力信号Ｖ_CPは、第
１の比較増幅回路５０に加えられ、フライバツク
電圧Ｖ_CEの電圧設定回路の出力信号Ｖ_CSと比較増
幅され、オア回路５２に加えられる。電圧設定回
路５１は、入力直流電圧Ｖ_DCによつて制御され
る。電流変成器４０の信号は、入力電流検知回路
５３に加えられ、インバータ回路３の入力電流に
応じた電圧信号に変換され、第２の比較増幅回路
５４により、入力設定回路５５の入力電流設定信
号と比較増幅され、オア回路５２に加えらる。入
力設定回路５５は、使用者が操作できる可変抵抗
器５５によりその入力電流設定信号を可変でき、
入力電流を所望のレベルに設定できる。オア回路
５２は、第１又は第２の比較増幅回路のいずれか
一方の信号レベルを優先するものである。オア回
路５２の出力信号は、電圧制限回路よりなるパル
ス幅制限回路５６を介して、パルス幅制御回路４
５にパルス幅設定信号Ｖ_Sを加える。第３図は、
インバータ回路３において、電源電圧、およびフ
ライバツク電圧のフイードバツクを行なわない場
合、インバータ回路の入力電流が、電源電圧によ
りどのように変化するかを示したもので、Ａは、
通常の鉄系鍋負荷、Ｂは、非磁性ステンレス系
（SUS304）の鍋負荷である。非磁性ステンレス系
鍋、あるいは、アルミ張り、銅張り鍋は、加熱コ
イル３１の等価インダクタンスを減少させ、加熱
コイルインピーダンスを下げて、加熱コイル電流
を増加させ、結果的に出力電力が増加する傾向が
ある。第３図において、Ａの鉄系鍋において、電
源電圧100Vにて、入力電流がＩ_Oとなるように、
パルス幅制限回路５６を調整すると、電源電圧が
100V以下では、スイツチング半導体３１の導通
パルス幅は制限されて、ほぼ電源電圧に比例して
入力電流は減少する。また、電源電圧が100V以
上の場合には、入力電流は、一定値Ｉ_Oに制限さ
れ、パルス幅制御される。ところが、加熱コイル
のインピーダンスを下げる傾向の鍋では、電源電
圧が下がつても、入力電流が、一定値Ｉ_Oとな
り、スイツチング半導体３１のパルス幅は広が
り、スイツチング半導体３１ばかりではなく、
LC部分の発熱は大であり、電源電圧が下がれ
ば、冷却装置である、フアンモータの回転数が下
がり、有効な冷却ができない。

そこで、負荷変動による補正をするために、ス
イツチング半導体のフライバツク電圧などのイン
バータ回路の出力に応じた信号を検知してフイー
ドバツク制御するだけではなく、電源電圧を検知
して、電源電圧が下がれば、スイツチング半導体
のパルス幅を狭くする。第４図は、本発明の具体
的な一実施例であり、順方向電圧検知端子４１ｂ
より、抵抗４９０ａ，４９０ｂを直列接続し、ダ
イオード４９１と、平滑コンデンサ４９２と抵抗
４９３よりなる積分回路の直列接続体を抵抗４９
０ｂと並列関係に接続する。平滑コンデンサ４９
２の電圧は、スイツチング半導体３２の順方向ピ
ーク電圧にほぼ比例した電圧となり、この電圧信
号Ｖ_CPを第１の比較増幅回路５０のオペレーシヨ
ナルアンプリフアイヤ（略してオペアンプ）５０
０の＋入力に加える。オペアンプ５００の−入力
には、電圧設定回路５１の出力信号Ｖ_CSが入力抵
抗５０１を介して加えられ、帰還抵抗５０２によ
り、ゲインが調整される。電圧設定回路５１の出
力信号Ｖ_CSが一定ならば、フライバツク電圧Ｖ_CE
にほぼ比例して比較増幅回路５０の出力電圧は変
化する。電圧設定回路５１の構成は、入力直流電
圧検知端子４１ａより、抵抗５１０ａ，５１０ｂ
を直列接続し、抵抗５１０ｂと並列にチエナーダ
イオード５１１を接続する。チエナーダイオード
５１１の両端の電圧は、交流電源電圧が定常状
態、例えば100Vでちようどクリツプし、定常電
圧以下では、電源電圧にほぼ比例した電圧が出
る。抵抗５１０ｂには、平滑コンデンサ５１２を
並列接続し入力直流電圧のリツプル分を減らす。
チエナーダイオード５１１のカソード端子よりト
ランジスタ５１３のベースに接続し、トランジス
タ５１３のコレクタはコレクタ抵抗５１４を介し
て、制御回路の直流低電圧＋Ｖ_CCな接続される。
トランジスタ５１３のエミツタには、抵抗５１５
とコンデンサ５１６よりなる並列回路が接続さ
れ、インピーダンス変換をする。抵抗５１５に生
じる電圧Ｖ_CSは、ほぼ、チエナーダイオード５１
１の電圧に等しく、定常の電源電圧以上では、一
定値となり、定常値よりも下がると、電源電圧に
対応した値となる。よつて、第１の比較増幅回路
５０の設定電圧Ｖ_CSは、電源電圧が下がれば、下
がり、比較するスイツチング半導体３２の順方向
電圧Ｖ_CEを電源電圧に応じて下げる役目をする。
第１の比較増幅回路５０の出力信号は、オア回路
５２に加えられ、オア回路５２は、第１の比較増
幅回路５０の電圧又は、第２の比較増幅回路５４
のいずれか、電圧の高い信号が、ダイオード５２
０ａ，５２０ｂのダイオードオア接続により、コ
ンデンサ５２１と抵抗５２２よりなる平滑回路に
加えられる。コンデンサ５２１の電圧が高くなれ
ば、スイツチング半導体３２の導通パルス幅は狭
くなる。フライバツク電圧Ｖ_CEが高くなるか、あ
るいは入力直流電圧が低くなると、第１の比較増
幅回路５０の出力信号は高くなり、スイツチング
半導体３２の導通パルス幅を狭くする動作を行な
う。交流電源電圧が定常値以上となつた場合に
は、電圧設定回路５１の出力電圧Ｖ_CSは一定値に
クリツプされるが、スイツチング半導体３２の順
方向電圧も上昇するので、第１の比較増幅回路５
０の出力電圧が上昇し、スイツチング半導体３２
の導通パルス幅を狭くし、スイツチング半導体３
２の順方向ピーク電圧が所定レベル以上とならな
いように制御する。

以上述べた如く、本発明は、交流電源電圧、も
ししくは、インバータ回路の入力直流電圧が定常
値以上となつた場合には、スイツチング半導体の
順方向電圧あるいは順方向電流などを一定値に制
御し、入力直流電圧が下がつた時には、入力直流
電圧に応じて、スイツチング半導体の順方向電圧
あるいは順方向電流を下げるものである。従来の
如き、インバータ回路の入力電流、もしくは、入
力電流とスイツチング半導体の順方向電圧のどち
らかを制御する方法においては、インバータ回路
入力直流電圧が下がつた場合において、負荷によ
つては、スイツチング半導体の使用条件が悪化
し、温度上昇が大となる欠点があつた。しかしな
がら、本発明になる如く、インバータ回路入力電
流と、負荷変動による信号、およびインバータ回
路の入力直流電圧の３つの信号に応じて、パワー
スイツチング半導体の導通を制御すれば、パワー
スイツチング半導体の温度上昇が少なく、異常条
件で使用させない特徴となる。特に、誘導加熱出
力の少ない鍋において、定格出力となるように設
計でき誘導加熱出力の大となる鍋でも、パワース
イツチング半導体に異常な負担がかからず、鍋の
種類にかかわらず、均一一な出力を得ることがで
きる。よつて、従来の欠点であつた。鍋の種類に
より誘導加熱出力が大きく変化する欠点、あるい
は、パワースイツチング半導体の使用条件が悪化
する欠点を除くことができる。

なお、本発明の実施例として、出力検知回路４
９はスイツチング半導体の電圧を検知する方法を
示したが、加熱コイルの電圧、又は加熱コイル電
流、スイツチング半導体の電流などいずれでも効
果は同じである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における誘導加熱調
理器のインバータ装置の回路図、第２図は同制御
回路のブロツクダイヤグラム、第３図は第１図に
示すインバータ回路の電源電圧変動と負荷変動に
対する特性図、第４図は本発明による制御回路の
一部具体回路図である。 １……低周波交流電源、２……整流回路、３…
…インバータ回路、３０……入力コンデンサ、３
１……加熱コイル、３２……スイツチング半導
体。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電力を高周波電力に変換するインバータ
   回路と、その制御回路よりなり、前記インバータ
   回路は、加熱コイルと上記加熱コイルと直列接続
   されたスイツチング半導体と、共振用コンデンサ
   よりなり、前記制御回路は前記インバータ回路の
   入力電流を検知する入力電流検知回路と、前記イ
   ンバータ回路の入力電圧に応じて前記インバータ
   回路のスイツチング素子又は加熱コイルの電流あ
   るいは電圧の上限を越えないように所定値を設定
   する電圧設定回路と、前記スイツチング半導体又
   は前記加熱コイルの電圧、あるいは電流を検知す
   る出力検知回路と、前記入力電流検知回路、ある
   いは、前記出力検知回路の出力信号に応じて前記
   スイツチング半導体のパルス幅を制御するパルス
   幅制御回路と、前記電圧設定回路の出力信号と前
   記出力検知回路の出力信号を入力する比較増幅回
   路を備え、前記比較増幅回路は出力検知回路の出
   力信号と前記電圧設定回路により設定された所定
   値との差を比較増幅し、前記出力検知回路が上限
   を越えるとき前記パルス幅制御回路をパルス幅を
   狭くするように動作させる誘導加熱調理器。 ２ 出力検知回路は、スイツチング半導体の順方
   向ピーク電圧、又は順方向電流を検知することを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導加熱
   調理器。 ３ 出力検知回路は、前記加熱コイルの電圧、又
   は電流を検知することを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の誘導加熱調理器。