JPS6145415B2 - - Google Patents
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- JPS6145415B2 JPS6145415B2 JP6026478A JP6026478A JPS6145415B2 JP S6145415 B2 JPS6145415 B2 JP S6145415B2 JP 6026478 A JP6026478 A JP 6026478A JP 6026478 A JP6026478 A JP 6026478A JP S6145415 B2 JPS6145415 B2 JP S6145415B2
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- Japan
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 15
- 238000013507 mapping Methods 0.000 claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000003550 marker Substances 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000003491 array Methods 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000008685 targeting Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は伝送路における波形歪を自動的に等
化する自動等化器に関し、詳しくはデイジタル情
報とアナログ値情報を、例えば電話回線のように
周波数帯域制限され且つ大きな波形歪を受ける伝
送路を用いて同時に伝送する場合において、上記
波形歪を自動的に取い除く自動等化器に関する。
化する自動等化器に関し、詳しくはデイジタル情
報とアナログ値情報を、例えば電話回線のように
周波数帯域制限され且つ大きな波形歪を受ける伝
送路を用いて同時に伝送する場合において、上記
波形歪を自動的に取い除く自動等化器に関する。
この発明の対象とする変調方式は現在多くの高
速データ伝送において採用されている直交振幅変
調方式を変形したものである。まず第１に上記直
交振幅変調方式の説明を行い、第２にこの発明の
自動等化器が適用される変調方式の説明を行い、
第３にこの発明の自動等化器の原理を説明する。
速データ伝送において採用されている直交振幅変
調方式を変形したものである。まず第１に上記直
交振幅変調方式の説明を行い、第２にこの発明の
自動等化器が適用される変調方式の説明を行い、
第３にこの発明の自動等化器の原理を説明する。
高速データ伝送で用いられている直交振幅変調
とは２つの互に直交する搬送波、すなわち正弦波
と余弦波を２つの独立を情報系列で振幅変調して
伝送する方式である。例えば正弦波を変調する信
号を 余弦波を変調する信号を とすると、変調された送信信号Ｓ（ｔ）は Ｓ（ｔ）＝ｐ（ｔ）Sin2πcｔ ＋ｑ（ｔ）cos2πcｔ で表わされる。ここでＴは２つのデータ系列ａ
k，ｂkが送られる時間間隔であり、cは搬送波
の周波数であり通常音声帯域を対象とした高速デ
ータ伝送では1700Hz又は1800Hzに選ばれている。
9600ビツト／秒の伝送においてはＴ＝1/2400であ
り、したがつてａk及びｂkは各々２ビツトの情報
を持つ必要があり、（ａk，ｂk）なる座標のとり
得る値は16通り必要となる。第１図は9600ビツ
ト／秒の伝送を実現するデータ点配置（ａk，ｂ
k）の一例である。もし送信信号Ｓ（ｔ）が全く
歪を受けずに受信され、且つパルス波形ｍ（ｔ）
がナイキスト条件 ｍ（ｏ）＝１，ｍ（kT）＝０（ｋ≠０） を満たしていれば、受信されたＳ（ｔ）を２軸同
期検波して分離されるｐ（ｔ）及びｑ（ｔ）をＴ
秒毎に時刻ｔ＝iTでサンプルして得られる値の
組は（ａi，ｂi）であり、第１図のデータ点のど
れかに対応する。
とは２つの互に直交する搬送波、すなわち正弦波
と余弦波を２つの独立を情報系列で振幅変調して
伝送する方式である。例えば正弦波を変調する信
号を 余弦波を変調する信号を とすると、変調された送信信号Ｓ（ｔ）は Ｓ（ｔ）＝ｐ（ｔ）Sin2πcｔ ＋ｑ（ｔ）cos2πcｔ で表わされる。ここでＴは２つのデータ系列ａ
k，ｂkが送られる時間間隔であり、cは搬送波
の周波数であり通常音声帯域を対象とした高速デ
ータ伝送では1700Hz又は1800Hzに選ばれている。
9600ビツト／秒の伝送においてはＴ＝1/2400であ
り、したがつてａk及びｂkは各々２ビツトの情報
を持つ必要があり、（ａk，ｂk）なる座標のとり
得る値は16通り必要となる。第１図は9600ビツ
ト／秒の伝送を実現するデータ点配置（ａk，ｂ
k）の一例である。もし送信信号Ｓ（ｔ）が全く
歪を受けずに受信され、且つパルス波形ｍ（ｔ）
がナイキスト条件 ｍ（ｏ）＝１，ｍ（kT）＝０（ｋ≠０） を満たしていれば、受信されたＳ（ｔ）を２軸同
期検波して分離されるｐ（ｔ）及びｑ（ｔ）をＴ
秒毎に時刻ｔ＝iTでサンプルして得られる値の
組は（ａi，ｂi）であり、第１図のデータ点のど
れかに対応する。
この発明において対象とする変調方式はデイジ
タル情報とアナログ値情報を同時に伝送するもの
であり、上述の直交振幅変調を以下に説明するよ
うに拡張したものである。
タル情報とアナログ値情報を同時に伝送するもの
であり、上述の直交振幅変調を以下に説明するよ
うに拡張したものである。
上記拡張の方法は座標（ａk，ｂk）を極座標
（ρk，θk）で表わし、振幅座標ρkをアナログ値
とし、角度座標θkをデイジタルとする第２図に
示すような写像方法である。以下上記写像方法を
放射状写像と呼ぶ。この放射状写像を用いてθk
によつて4800ビツト／秒のデータ伝送ができ、同
時に毎秒2400個のアナログ値がρkによつて伝送
することができる。
（ρk，θk）で表わし、振幅座標ρkをアナログ値
とし、角度座標θkをデイジタルとする第２図に
示すような写像方法である。以下上記写像方法を
放射状写像と呼ぶ。この放射状写像を用いてθk
によつて4800ビツト／秒のデータ伝送ができ、同
時に毎秒2400個のアナログ値がρkによつて伝送
することができる。
実際には送信信号Ｓ（ｔ）は電話回線を伝送す
る間に大きな波形歪を受ける。したがつて上述の
伝送方式においても高速データ伝送の場合と同様
自動等化器によつて波形歪を取り除き正確に座標
（ρk，θk）を検出する必要がある。
る間に大きな波形歪を受ける。したがつて上述の
伝送方式においても高速データ伝送の場合と同様
自動等化器によつて波形歪を取り除き正確に座標
（ρk，θk）を検出する必要がある。
この発明の目的は伝送路における波形歪を自動
的に取除くことにより正確にデイジタル情報とア
ナログ値情報を分離し検出するための自動等化器
を提供することにある。
的に取除くことにより正確にデイジタル情報とア
ナログ値情報を分離し検出するための自動等化器
を提供することにある。
次にこの発明について図面を用いて詳細に説明
する。
する。
先づ放射状写像方法を用いた伝送方式に対して
適用するこの発明の自動等化器の原理について説
明する。
適用するこの発明の自動等化器の原理について説
明する。
直交振幅変調の自動等化問題はすべての信号を
複素数で表現すると体系的且つ簡潔に説明するこ
とができる。電話回線の等価ベースバンド系のイ
ンパルス応答をＨ（ｔ）とすると受信信号を２軸
同期検波して得られる２つの信号（同相成分と直
交成分）の複素数表現Ｒ（ｔ）は次のようにな
る。
複素数で表現すると体系的且つ簡潔に説明するこ
とができる。電話回線の等価ベースバンド系のイ
ンパルス応答をＨ（ｔ）とすると受信信号を２軸
同期検波して得られる２つの信号（同相成分と直
交成分）の複素数表現Ｒ（ｔ）は次のようにな
る。
ただし
Ｄk＝ρkｅj〓ｋ
Ｘ（ｔ）＝∫∞ −∞ｍ（ｔ―τ）Ｈ（τ）ｄτ
自動等化器は第３図に示すような複素信号Ｒ
（ｔ）を入力とする可変複素数値タツプゲインC1
……ＣNを有する２次元可変トランスバーサルフ
イルタで構成される。第３図においては遅延線に
Ｒ（ｔ）が入力され、遅延線から等間隔に引き出
された信号の引き出し線を通してＲ（ｔ）に異る
遅延をほどこした複数個の信号が取り出される。
これらの各信号に対して対応する複素タツプゲイ
ンC1，C2，C3、…ＣNが掛けられ、この結果得ら
れたＮ個の信号が総和器（Σ）で加算されて自動
等化器の出力となる。この自動等化器の出力信号
をＹ（ｔ）とすると、Ｙ（ｔ）をＴ秒毎にサンプ
ルした値が正確にρkｅj〓ｋになるように各タツ
プゲインを調整することが自動等化の目的であ
り、この発明の要点は各タツプゲインを自動的に
調整する回路を提供することにある。
（ｔ）を入力とする可変複素数値タツプゲインC1
……ＣNを有する２次元可変トランスバーサルフ
イルタで構成される。第３図においては遅延線に
Ｒ（ｔ）が入力され、遅延線から等間隔に引き出
された信号の引き出し線を通してＲ（ｔ）に異る
遅延をほどこした複数個の信号が取り出される。
これらの各信号に対して対応する複素タツプゲイ
ンC1，C2，C3、…ＣNが掛けられ、この結果得ら
れたＮ個の信号が総和器（Σ）で加算されて自動
等化器の出力となる。この自動等化器の出力信号
をＹ（ｔ）とすると、Ｙ（ｔ）をＴ秒毎にサンプ
ルした値が正確にρkｅj〓ｋになるように各タツ
プゲインを調整することが自動等化の目的であ
り、この発明の要点は各タツプゲインを自動的に
調整する回路を提供することにある。
放射状写像の場合のタツプゲイン調整はＴ秒毎
に次の式にしたがつて行われる。
に次の式にしたがつて行われる。
Ｃo k+1＝Ｃｋ ｏ―αｅ-j〓ｋ
（Ｙ（（ｋ−Ｌ）Ｔ）―ｅj〓ｋ−Ｌ
（ｎ＝１，２，…Ｎ，１ＬＮ）
ここでθkは時刻ｔ＝kTにおけるデイジタル情
報の推定値であり第３図の場合π／４又は３π／
４又は５π／４又は７π／４である。上式による
逐次調整を繰り返すことによつて得られるタツプ
ゲインはＹ（kT）＝ρkｅj〓ｋを実現するに至
る。
報の推定値であり第３図の場合π／４又は３π／
４又は５π／４又は７π／４である。上式による
逐次調整を繰り返すことによつて得られるタツプ
ゲインはＹ（kT）＝ρkｅj〓ｋを実現するに至
る。
このタツプゲインの調整法の特徴はアナログ値
情報系列ρkのゲイン変動が時間的相関に影響さ
れずに所望の解に収束することにあり、より広い
分野のアナログ値情報伝送に適用することができ
る。
情報系列ρkのゲイン変動が時間的相関に影響さ
れずに所望の解に収束することにあり、より広い
分野のアナログ値情報伝送に適用することができ
る。
以下に第４図，第５図，および第６図に従つて
本発明の実施例を説明する。
本発明の実施例を説明する。
第４図において端子１および２から２軸同期検
波して得られる２つのベースバンド信号が入力さ
れる。端子１には遅延素子３および４が直列に接
続された遅延線が接続され、端子２には遅延素子
５および６が直列に接続された遅延線が接続され
る。各遅延素子を接続する接続線からは２つづつ
対になつた信号の引き出し線７と８，９と１０，
１１と１２が引き出されており、上記３つの対に
なつた引き出し線に対して第６図に示した２次元
ブリツジ型可変減衰器１３，１４、および１５が
接続されている。上記２次元ブリツジ型可変減衰
器は複素信号Ｘ＋jYと複素タツプゲインｃi＋jdi
の複素掛算を行う回路であり掛算結果（Xci−
Ydi）＋ｊ（Xdi＋Yci）の実部及び虚部がそれぞれ
第６図の２つの加算器の出力として取り出され
る。各２次元ブリツジ型可変減衰器は２つの信号
を出力し加算器１６では線路１７，１８および１
９を流れる各２次元ブリツジ型可変減衰器の一方
の出力信号の総和が求められる線路２０に出力さ
れる。同様に加算器２１では線路２２，２３およ
び２４を流れる各２次元ブリツジ型可変減衰器の
他方の出力信号の総和が求められ線路２５に等化
信号が出力される。２７は線路２０および２５に
出力された信号からデイジタルデータを推定する
推定器であり、線路３８にデイジタル推定データ
を出力する。この推定器２７は線路２０及び線路
２５に出力される信号をＰ，Ｑとすると、まずＰ
とＱの極性を判定し、この判定結果に対応して次
に示す規制で線路３８に推定タータＤを出力する
回路であり、極性判定器と簡単な論理回路で構成
することができる。
波して得られる２つのベースバンド信号が入力さ
れる。端子１には遅延素子３および４が直列に接
続された遅延線が接続され、端子２には遅延素子
５および６が直列に接続された遅延線が接続され
る。各遅延素子を接続する接続線からは２つづつ
対になつた信号の引き出し線７と８，９と１０，
１１と１２が引き出されており、上記３つの対に
なつた引き出し線に対して第６図に示した２次元
ブリツジ型可変減衰器１３，１４、および１５が
接続されている。上記２次元ブリツジ型可変減衰
器は複素信号Ｘ＋jYと複素タツプゲインｃi＋jdi
の複素掛算を行う回路であり掛算結果（Xci−
Ydi）＋ｊ（Xdi＋Yci）の実部及び虚部がそれぞれ
第６図の２つの加算器の出力として取り出され
る。各２次元ブリツジ型可変減衰器は２つの信号
を出力し加算器１６では線路１７，１８および１
９を流れる各２次元ブリツジ型可変減衰器の一方
の出力信号の総和が求められる線路２０に出力さ
れる。同様に加算器２１では線路２２，２３およ
び２４を流れる各２次元ブリツジ型可変減衰器の
他方の出力信号の総和が求められ線路２５に等化
信号が出力される。２７は線路２０および２５に
出力された信号からデイジタルデータを推定する
推定器であり、線路３８にデイジタル推定データ
を出力する。この推定器２７は線路２０及び線路
２５に出力される信号をＰ，Ｑとすると、まずＰ
とＱの極性を判定し、この判定結果に対応して次
に示す規制で線路３８に推定タータＤを出力する
回路であり、極性判定器と簡単な論理回路で構成
することができる。
Ｐ０かつＱ＞０のとき Ｄ＝00
Ｐ＜０かつＱ０のとき Ｄ＝01
Ｐ０かつＱ＜０のとき Ｄ＝10
Ｐ＞０かつＱ０のとき Ｄ＝11
なおＤ＝00は角度座標θkがπ／４である。Ｄ
＝01は３π／４であり、Ｄ＝10は５π／４であ
り、Ｄ＝11は７π／４であることを意味する。線
路２０および２５に出力された等化信号および線
路３８に出力された推定デイジタルデータはタツ
プゲイン修正回路２３に入力され、タツプゲイン
修正回路２３では、各２次元ブリツジ型可変減衰
器１３，１４および１５に作用する可変ゲインを
線路２９，３０，３１，３２，３３および３４に
出力する。
＝01は３π／４であり、Ｄ＝10は５π／４であ
り、Ｄ＝11は７π／４であることを意味する。線
路２０および２５に出力された等化信号および線
路３８に出力された推定デイジタルデータはタツ
プゲイン修正回路２３に入力され、タツプゲイン
修正回路２３では、各２次元ブリツジ型可変減衰
器１３，１４および１５に作用する可変ゲインを
線路２９，３０，３１，３２，３３および３４に
出力する。
第５図はタツプゲイン修正回路２３の実施例で
ある。線路３８より入来した推定デイジタルデー
タは、角度情報であるので、これは変換回路７２
でコサインおよびサイン成分に変換される。回路
７２で変換されたコサインおよびサイン成分はそ
れぞれ減算器７０および７１に入力され、対応す
る等化信号、すなわち線路２０および２５から入
力される信号との減算が行なわれる。減算器７０
および７１の出力は、前記の遅延素子列、３，４
および５，６と同じ遅延時間および個数をもつ遅
延素子列７３，７４と７５，７６に接続される。
一方回路７２の出力信号は、その一方のみ符号反
転回路７９で符号反転され、この自動等化器で中
心となるタツプ位置までの遅延と等しい遅延をも
つた遅延素子７７および７８にそれぞれ入力され
る。遅延素子７７および７８の出力信号は、前記
遅延素子７３，７４，７５，７６等に接続された
接続線からの信号と、２次元ブリツジ型可変減衰
回器８０，８１および８２において複素掛算が行
なわれる。２次元ブリツジ型可変減衰回器８０，
８１および８２は第６図に示した構成によつて実
現される。２次元ブリツジ型可変減衰回器８０，
８１および８２の２つづつの出力は、増幅器８
３，８４，８５，８６，８７および８８で定数倍
され、積分器８９，９０，９１，９２，９３およ
び９４の内容を更新し、線路２９，３０，３１，
３２，３３および３４に新しいタツプゲインを導
出する。第５図で示されたタツプゲイン修正回路
はいずれも、１つのサンプル値を得る毎に１回の
割合で遂次修正され自動等化が行なわれる。
ある。線路３８より入来した推定デイジタルデー
タは、角度情報であるので、これは変換回路７２
でコサインおよびサイン成分に変換される。回路
７２で変換されたコサインおよびサイン成分はそ
れぞれ減算器７０および７１に入力され、対応す
る等化信号、すなわち線路２０および２５から入
力される信号との減算が行なわれる。減算器７０
および７１の出力は、前記の遅延素子列、３，４
および５，６と同じ遅延時間および個数をもつ遅
延素子列７３，７４と７５，７６に接続される。
一方回路７２の出力信号は、その一方のみ符号反
転回路７９で符号反転され、この自動等化器で中
心となるタツプ位置までの遅延と等しい遅延をも
つた遅延素子７７および７８にそれぞれ入力され
る。遅延素子７７および７８の出力信号は、前記
遅延素子７３，７４，７５，７６等に接続された
接続線からの信号と、２次元ブリツジ型可変減衰
回器８０，８１および８２において複素掛算が行
なわれる。２次元ブリツジ型可変減衰回器８０，
８１および８２は第６図に示した構成によつて実
現される。２次元ブリツジ型可変減衰回器８０，
８１および８２の２つづつの出力は、増幅器８
３，８４，８５，８６，８７および８８で定数倍
され、積分器８９，９０，９１，９２，９３およ
び９４の内容を更新し、線路２９，３０，３１，
３２，３３および３４に新しいタツプゲインを導
出する。第５図で示されたタツプゲイン修正回路
はいずれも、１つのサンプル値を得る毎に１回の
割合で遂次修正され自動等化が行なわれる。
この発明によれば、このようにデータ伝送とし
てのデイジタル情報とアナログ値情報を同時に伝
送する変復調装置は種々の新しい応用を生み出す
ものと思われるが特に既設電話回線を用いた応用
分野としてデータと音声の同時伝送、データと生
体医療情報（心電図、脳波等）との同時伝送、写
真伝送等々多くの応用が可能となる。
てのデイジタル情報とアナログ値情報を同時に伝
送する変復調装置は種々の新しい応用を生み出す
ものと思われるが特に既設電話回線を用いた応用
分野としてデータと音声の同時伝送、データと生
体医療情報（心電図、脳波等）との同時伝送、写
真伝送等々多くの応用が可能となる。
第１図，第２図はこの発明の原理を説明するた
めの図であり、第１図はデータ点配置の一例を示
す図、第２図は放射状写像方法を説明する図、第
３図は２次元トランスバーサルフイルタを示すブ
ロツク図、第４図はこの発明の自動等化器の一実
施例を示すブロツク図、第５図はタツプゲイン修
正回路２３の一実施例を示すブロツク図、第６図
は２次元ブリツジ型可変減衰器のブロツク図であ
る。 図において、３，４，５，６は遅延素子、１
３，１４，１５は２次元ブリツジ型可変減衰器、
１６，２１は加算器、２７は推定器、２３はタツ
プゲイン修正回路、７０，７１は減算器、７２は
変換回路、７３，７４，７５，７６は遅延素子
列、７７，７８は遅延素子、７９は符号反転回
路、８０，８１，８２は２次元ブリツジ型可変減
衰器、８３，８４，８５，８６，８７，８８は増
幅器、８９，９０，９１，９２，９３，９４は積
分器をそれぞれ示す。
めの図であり、第１図はデータ点配置の一例を示
す図、第２図は放射状写像方法を説明する図、第
３図は２次元トランスバーサルフイルタを示すブ
ロツク図、第４図はこの発明の自動等化器の一実
施例を示すブロツク図、第５図はタツプゲイン修
正回路２３の一実施例を示すブロツク図、第６図
は２次元ブリツジ型可変減衰器のブロツク図であ
る。 図において、３，４，５，６は遅延素子、１
３，１４，１５は２次元ブリツジ型可変減衰器、
１６，２１は加算器、２７は推定器、２３はタツ
プゲイン修正回路、７０，７１は減算器、７２は
変換回路、７３，７４，７５，７６は遅延素子
列、７７，７８は遅延素子、７９は符号反転回
路、８０，８１，８２は２次元ブリツジ型可変減
衰器、８３，８４，８５，８６，８７，８８は増
幅器、８９，９０，９１，９２，９３，９４は積
分器をそれぞれ示す。
Claims (1)
- １ 正弦波と余弦波の２つの搬送波を同時に振幅
変調する直交振幅変調を拡張した放射状写像方法
を用いてデイジタル情報とアナログ値情報を同時
に伝送する方式において、２軸同期検波された２
つのベースバンド信号を入力する２次元可変トラ
ンスバーサルフイルタと、上記２次元可変トラン
スバーサルフイルタの２つの出力信号の極性標表
現における角度座標から送信デイジタル情報の推
定値を得る手段と、上記推定値と２次元可変トラ
ンスバーサルフイルタの出力信号との誤差を求め
る手段と、上記推定値と上記誤差を用いて２次元
可変トランスバーサルフイルタにおける可変複素
数値タツプゲインを調整する手段を備えることに
よつて、アナログ値情報のゲイン変動及び時間的
相関に依存せず等化を行うことを特徴とする自動
等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6026478A JPS54151348A (en) | 1978-05-19 | 1978-05-19 | Automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6026478A JPS54151348A (en) | 1978-05-19 | 1978-05-19 | Automatic equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54151348A JPS54151348A (en) | 1979-11-28 |
| JPS6145415B2 true JPS6145415B2 (ja) | 1986-10-08 |
Family
ID=13137111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6026478A Granted JPS54151348A (en) | 1978-05-19 | 1978-05-19 | Automatic equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54151348A (ja) |
-
1978
- 1978-05-19 JP JP6026478A patent/JPS54151348A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54151348A (en) | 1979-11-28 |
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