JPS6148780A - モノパルス測角受信機 - Google Patents
モノパルス測角受信機Info
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- JPS6148780A JPS6148780A JP17019584A JP17019584A JPS6148780A JP S6148780 A JPS6148780 A JP S6148780A JP 17019584 A JP17019584 A JP 17019584A JP 17019584 A JP17019584 A JP 17019584A JP S6148780 A JPS6148780 A JP S6148780A
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- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
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- G01S13/44—Monopulse radar, i.e. simultaneous lobing
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- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
- G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
- G01S3/28—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using amplitude comparison of signals derived simultaneously from receiving antennas or antenna systems having differently-oriented directivity characteristics
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
この発明は、例えば航空別等の目標を捕捉、監視するた
めのレーダ装置に用いられるもので、複数の空中線水平
パターンから得られる受信信号の和及び差の振幅を比較
することにより、高精度の方位情報を１ｑるモノパルス
測角受信数に関する。
めのレーダ装置に用いられるもので、複数の空中線水平
パターンから得られる受信信号の和及び差の振幅を比較
することにより、高精度の方位情報を１ｑるモノパルス
測角受信数に関する。
［発明の技術的背景とその問題点〕
従来より、２系統の空中線水平パターンの和及び差と、
これに対応する２系統の受信回路とを用いるモノパルス
測角受信機にあっては、例えば航空機監視用二次監視レ
ーク装置に用いられるものとして、第３図に示すような
回路がよく知られている。
これに対応する２系統の受信回路とを用いるモノパルス
測角受信機にあっては、例えば航空機監視用二次監視レ
ーク装置に用いられるものとして、第３図に示すような
回路がよく知られている。
ずなわら、この受信数では、入力段に設けたπ／２ハイ
ブリッド１１により和のパターンから得られる受信信号
Σと、差のパターンから得られる受信信号Δを入力して
合成し、Σ及びΔの一方を実部、他方を山部に持つ２つ
の複合信号Σ−ｊΔ、Δ−ｊΣ（ｊは虚数単位）を生成
する。
ブリッド１１により和のパターンから得られる受信信号
Σと、差のパターンから得られる受信信号Δを入力して
合成し、Σ及びΔの一方を実部、他方を山部に持つ２つ
の複合信号Σ−ｊΔ、Δ−ｊΣ（ｊは虚数単位）を生成
する。
そして、高周波増幅器１２．１３にて上記２つの複合信
号Σ−ｊΔ、Δ−ｊΣを増幅し、混合器１４゜１５にて
Ｆｆ ｆｆ１１発振器１６からの等位相の発振信号と混
合して、Σ−ＪΔ、−Δ＋ｊΣなる中間周波信号に逓降
し、それぞれ分配器１７．１８によりリミッタ１９、２
０及びπ／２ハイブリッド２１に分配する。２つの複合
信号Σ−ｊΔ、Δ−ｊΣは、例えば第４図（ａ）、（ｂ
）に示すようなベクトルで表わされる。ここで、上記リ
ミッタ１９．２０は、それぞれ複合信号Σ−」Δ、−Δ
＋ｊΣの振幅を一定に揃えて位相比較器２２．２３に供
給し、また上記π／２ハイブリッド２１は上記２つの複
合信号Σ−ｊΔ、−Δ＋」Σから受信信号Σを再現する
ものである。
号Σ−ｊΔ、Δ−ｊΣを増幅し、混合器１４゜１５にて
Ｆｆ ｆｆ１１発振器１６からの等位相の発振信号と混
合して、Σ−ＪΔ、−Δ＋ｊΣなる中間周波信号に逓降
し、それぞれ分配器１７．１８によりリミッタ１９、２
０及びπ／２ハイブリッド２１に分配する。２つの複合
信号Σ−ｊΔ、Δ−ｊΣは、例えば第４図（ａ）、（ｂ
）に示すようなベクトルで表わされる。ここで、上記リ
ミッタ１９．２０は、それぞれ複合信号Σ−」Δ、−Δ
＋ｊΣの振幅を一定に揃えて位相比較器２２．２３に供
給し、また上記π／２ハイブリッド２１は上記２つの複
合信号Σ−ｊΔ、−Δ＋」Σから受信信号Σを再現する
ものである。
さらに、この信号Σを分配器２４、リミッタ２５、π／
２ハイブリッド２６を介して上記位相比較器２２゜２３
に供給し、それぞれ信号Σと複合信号のΣ−」Δ及び−
Δ＋ＪΣとの各位相差φの余弦信号ＣＯＳφを検出した
後、この２つの余弦信号ＣＯＳφを加ｎ ｆｔ３２７で
合成することにより出力２ ｃｏｓφ＝ｆ（Δ／Σ）く
振幅比Δ／Σの関数）を得る。つまり、上記位相差φ（
第４図（ａ）。
２ハイブリッド２６を介して上記位相比較器２２゜２３
に供給し、それぞれ信号Σと複合信号のΣ−」Δ及び−
Δ＋ＪΣとの各位相差φの余弦信号ＣＯＳφを検出した
後、この２つの余弦信号ＣＯＳφを加ｎ ｆｔ３２７で
合成することにより出力２ ｃｏｓφ＝ｆ（Δ／Σ）く
振幅比Δ／Σの関数）を得る。つまり、上記位相差φ（
第４図（ａ）。
（ｂ）かられかるようにφ＝ｔａｎ′ｌ（Δ／Σ）であ
る）を検出してΣとΔの振幅比Δ／Σを求めることによ
り、通常の△／Σ対角度のテーブルから目標の方位角を
検出することができるものである。
る）を検出してΣとΔの振幅比Δ／Σを求めることによ
り、通常の△／Σ対角度のテーブルから目標の方位角を
検出することができるものである。
尚、上記分配器２４で分配された信号Σは、対数増幅器
２８により対数増幅及び検波され、ｌｏｇΣなる信号と
なって出力される。この信号ｌｏｇΣは、上記信号ｒ（
Δ／Σ）と共に、この受信別の後段に接続される処理装
置に供給され、目標及びその方位角検出処理に供される
ものである。また、このモノパルス測角受信し１は、第
３図には示されていないが、（ナイドローブ応答抑圧の
ために水平面無指向性の空中線パターンより１ｑだ信号
用の受信観を別に持つことが多い。
２８により対数増幅及び検波され、ｌｏｇΣなる信号と
なって出力される。この信号ｌｏｇΣは、上記信号ｒ（
Δ／Σ）と共に、この受信別の後段に接続される処理装
置に供給され、目標及びその方位角検出処理に供される
ものである。また、このモノパルス測角受信し１は、第
３図には示されていないが、（ナイドローブ応答抑圧の
ために水平面無指向性の空中線パターンより１ｑだ信号
用の受信観を別に持つことが多い。
ところで、上記のような回路方式によるモノパルス測角
受信機では、２系統の受信回路の対応する回路部、づな
わち１２と１３．１４と１５．１７と１８．１９と２０
及び２２と２３の各振幅及び位相特性が十分揃っている
ことと、各回路部間の電気長が十分揃っていることが、
高精度の方位角検出を行なううえで必須の条件となる。
受信機では、２系統の受信回路の対応する回路部、づな
わち１２と１３．１４と１５．１７と１８．１９と２０
及び２２と２３の各振幅及び位相特性が十分揃っている
ことと、各回路部間の電気長が十分揃っていることが、
高精度の方位角検出を行なううえで必須の条件となる。
特に、高周波増幅器１２．１３−ｔ′）混合器１４．１
５及び中間周波増幅器等の能動回路部については、極め
て蹟度良くその特性を揃えなければならない。また、各
回路部間の電気長は、特に位相誤差をなくすため、波層
が例えば２０ｃｍ程度の周波数の場合、ｍｍ単位で精度
良く合わせる必要がある。そして、受信信号の周波数が
通常有限の帯域幅を有するため、各回路部及び各回路部
間の特性の一致をその全帯域幅に渡って確認しなければ
ならない。しかも、初期設定以降の環境条件変化または
経時変化等による変動を最少限に抑えるため、各回路部
の素子選定に十分注意すると共に何等かの補償回路を予
め用意しておく等の考慮が必要である。
５及び中間周波増幅器等の能動回路部については、極め
て蹟度良くその特性を揃えなければならない。また、各
回路部間の電気長は、特に位相誤差をなくすため、波層
が例えば２０ｃｍ程度の周波数の場合、ｍｍ単位で精度
良く合わせる必要がある。そして、受信信号の周波数が
通常有限の帯域幅を有するため、各回路部及び各回路部
間の特性の一致をその全帯域幅に渡って確認しなければ
ならない。しかも、初期設定以降の環境条件変化または
経時変化等による変動を最少限に抑えるため、各回路部
の素子選定に十分注意すると共に何等かの補償回路を予
め用意しておく等の考慮が必要である。
［発明の目的］
この発明は上記のような事情を考慮してなされたもので
、複数系統の受信回路の振幅特性を揃えるだけでモノパ
ルス測角橢能を実現することが可能であり、これによっ
て設計、調整及び保守を容易にすることのできるモノパ
ルス測角受信１幾を提供することを目的とする。
、複数系統の受信回路の振幅特性を揃えるだけでモノパ
ルス測角橢能を実現することが可能であり、これによっ
て設計、調整及び保守を容易にすることのできるモノパ
ルス測角受信１幾を提供することを目的とする。
［発明の概要］
すなわち、この発明に係るモノパルス測角受信懇は、モ
ノパルス空中線より得られる受信信号の和の信号と差の
信号の振幅比に対応した信号から目標方位の空中線真方
位に対する偏移角度を求めると共に、少なくとも１送信
繰返し周期の時間差を有する振幅比に対応した信号のレ
ベルを比較してその大小関係から目標が空中線真方位に
対してどちら側に存在するかを判別するようにしたもの
である。
ノパルス空中線より得られる受信信号の和の信号と差の
信号の振幅比に対応した信号から目標方位の空中線真方
位に対する偏移角度を求めると共に、少なくとも１送信
繰返し周期の時間差を有する振幅比に対応した信号のレ
ベルを比較してその大小関係から目標が空中線真方位に
対してどちら側に存在するかを判別するようにしたもの
である。
［発明の実施例］
以下、第１図及び第２図を参照してこの発明の一実施例
を詳細に説明する。
を詳細に説明する。
第１図はその（さ１成を示すもので、前記受信信号Σは
高周波増幅器３１にて増幅された後、混合器３２に供給
されて局部発振器３３からの局部発振信号と混合され、
中間周波信号に逓降される。そして、対数増幅器３４に
て対数増幅及び検波されてｌｏｇΣなる信号となって、
後段の図示しない処理回路に供給されると共に、後述す
る演算増幅器３５の一方の入力端に供給される。
高周波増幅器３１にて増幅された後、混合器３２に供給
されて局部発振器３３からの局部発振信号と混合され、
中間周波信号に逓降される。そして、対数増幅器３４に
て対数増幅及び検波されてｌｏｇΣなる信号となって、
後段の図示しない処理回路に供給されると共に、後述す
る演算増幅器３５の一方の入力端に供給される。
一方、前記受信信号Δは高周波増幅器３６にてｊ曽幅さ
れた後、混合器３７に供給されて局部発振器３３からの
局部発振信号と混合され、中間周波信号に逓降される。
れた後、混合器３７に供給されて局部発振器３３からの
局部発振信号と混合され、中間周波信号に逓降される。
そして、対数増幅器３８にて対数増幅及び検波されて１
０９Δなる信号となり、上記演算増幅器３５の他方の入
力端に供給される。この演算増幅器３５は、上記２信号
ｌｏｇΣ及びｌｏｇΔの差信号を取出すもので、その出
力は信号ｌｏｇΣと同様に上記処理回路に供給されると
共に、レベル比較器４０の一方の入力端に供給され、ま
た１繰返し周期分遅延する遅延回路３９を介してレベル
比較器４０の他方の入力端に供給される。このレベル比
較器４０は、上記演算増幅器３５の出力と遅延回路３つ
の出力との各振幅レベルを比較し、その大小に応じて２
値となる信号δを生成して上記処理回路へ出力するもの
である。
０９Δなる信号となり、上記演算増幅器３５の他方の入
力端に供給される。この演算増幅器３５は、上記２信号
ｌｏｇΣ及びｌｏｇΔの差信号を取出すもので、その出
力は信号ｌｏｇΣと同様に上記処理回路に供給されると
共に、レベル比較器４０の一方の入力端に供給され、ま
た１繰返し周期分遅延する遅延回路３９を介してレベル
比較器４０の他方の入力端に供給される。このレベル比
較器４０は、上記演算増幅器３５の出力と遅延回路３つ
の出力との各振幅レベルを比較し、その大小に応じて２
値となる信号δを生成して上記処理回路へ出力するもの
である。
上記のような構成において、以下その動作について説明
する。
する。
まず、この受信ｄでは、受信信号Σを高周波増幅器３１
、混合器３２及び対数増幅器３４を介すことにより前記
ｌｏｇΣなる信号を生成する一方、受信信号△を高周波
増幅器３６、混合器３７及び対数増幅器３８を介すこと
によりｌｏｇΔなる信号を生成し、演算増幅器３５で両
信号１０９Σ及びｌｏｇΔの差信号を取出″ｆ０つより
、この演算増幅器３５の出力はｌｏｇΔ−ｌｏｇΣ＝１
０リ １Δ／Σ１となる。この１０ｇ１Δ／ε１なる信
号は、第３図に示したｆ（Δ／Σ）なる信号と同様に、
空中線の和と差のパターンからそれぞれ（ｑだ信号の振
幅比の関数であるから、後段の処理回路においてｌｏｇ
Δ／Σの１直から空中線の真方位を基準とするその目標
方位の偏移角度が読み出せるように参照テーブルを予め
用意してＪ５けば、モノパルス測角のは能を実現できる
ようになる。但し、ここではΣ及びΔの振幅比のみに注
目し、その位相差を保つことを考慮していないため、空
中線の真方位に対する目標方位の偏移角度はわかっても
、その極性（±、符号といってもよい）すなわち、目標
方位が空中線の真方位に対してどちら側にあるのかはわ
からない。
、混合器３２及び対数増幅器３４を介すことにより前記
ｌｏｇΣなる信号を生成する一方、受信信号△を高周波
増幅器３６、混合器３７及び対数増幅器３８を介すこと
によりｌｏｇΔなる信号を生成し、演算増幅器３５で両
信号１０９Σ及びｌｏｇΔの差信号を取出″ｆ０つより
、この演算増幅器３５の出力はｌｏｇΔ−ｌｏｇΣ＝１
０リ １Δ／Σ１となる。この１０ｇ１Δ／ε１なる信
号は、第３図に示したｆ（Δ／Σ）なる信号と同様に、
空中線の和と差のパターンからそれぞれ（ｑだ信号の振
幅比の関数であるから、後段の処理回路においてｌｏｇ
Δ／Σの１直から空中線の真方位を基準とするその目標
方位の偏移角度が読み出せるように参照テーブルを予め
用意してＪ５けば、モノパルス測角のは能を実現できる
ようになる。但し、ここではΣ及びΔの振幅比のみに注
目し、その位相差を保つことを考慮していないため、空
中線の真方位に対する目標方位の偏移角度はわかっても
、その極性（±、符号といってもよい）すなわち、目標
方位が空中線の真方位に対してどちら側にあるのかはわ
からない。
そこで、遅延回路３９により上記１０Ｑ］Δ／Σ１なる
信号を１操返し周期分だけ遅延させ、レベル比較器４０
で次の周期のｌｏｇ ｌΔ／Σ１なる信号と振幅レベ
ルを比較する。そして、その大小に応じて目標方位が空
中線真方位の比較的近傍にあるときそのどちらにあるか
を示す２値（Ｏまたは１）の信号δを生成して、先のｌ
ｏｇ １Δ／Σ１と共に処理回路に供給する。
信号を１操返し周期分だけ遅延させ、レベル比較器４０
で次の周期のｌｏｇ ｌΔ／Σ１なる信号と振幅レベ
ルを比較する。そして、その大小に応じて目標方位が空
中線真方位の比較的近傍にあるときそのどちらにあるか
を示す２値（Ｏまたは１）の信号δを生成して、先のｌ
ｏｇ １Δ／Σ１と共に処理回路に供給する。
つまり、上記Σ及びΔのパターンは例えば第２図のよう
にに示されるので、空中線が回転してその真方位が目標
の存在する方向に接近しつつある場合を考えると、図中
１１．Δ１に基づく１０ｇ１△１／Σ１ ｌなる信号が
得られるとき、その１繰返し周期後には例えば図中Σ２
．Δ２に基づ（ｌｏｇｌ△２／Σ２１なる信号が得られ
る。ここで、空中線の真方位が目標方向に接近して（１
くと、Σは次第に大きくなり、Δは次第に小さくなって
いく。すなわち、上記ｌｏｇｌΔ１／Σ１ Ｉなる信号
と１０ｇ）Δ２／Σ２ Ｉなる信号との間にはｔｏ（Ｉ
ｌ△２／Σ２１＜ＩＱ（ＩＩΔ１／Σ１１の関係があ
る。尚、空中線の真方位が目標方向から離れつつある場
合には上記と逆の関係が成立つ。
にに示されるので、空中線が回転してその真方位が目標
の存在する方向に接近しつつある場合を考えると、図中
１１．Δ１に基づく１０ｇ１△１／Σ１ ｌなる信号が
得られるとき、その１繰返し周期後には例えば図中Σ２
．Δ２に基づ（ｌｏｇｌ△２／Σ２１なる信号が得られ
る。ここで、空中線の真方位が目標方向に接近して（１
くと、Σは次第に大きくなり、Δは次第に小さくなって
いく。すなわち、上記ｌｏｇｌΔ１／Σ１ Ｉなる信号
と１０ｇ）Δ２／Σ２ Ｉなる信号との間にはｔｏ（Ｉ
ｌ△２／Σ２１＜ＩＱ（ＩＩΔ１／Σ１１の関係があ
る。尚、空中線の真方位が目標方向から離れつつある場
合には上記と逆の関係が成立つ。
このことから、レベル比較器４０の出力δがＯ（次周期
の１０（ｌ ｌΔ／Σ１信号の方が小である〉のとぎに
Ｌ、１」標方向が空中線真方向に対して空中線の回転方
向と同一側にあり、信号δが１（次周期の１０ｇ１Δ／
Σｊ信号の方が大）のときは、目標方向が空中線真方向
に対して空中線の回転方向と反対側にあると判別できる
ようになる。そして、一般には上記空中線の水平パター
ンが若干の非対称性を持つため、処理回路の１０ｇ１Δ
／Σ］なる信号から方位の偏移角度を読み出すための参
照テーブルは、上記信号δの値に応じて選択されること
になる。
の１０（ｌ ｌΔ／Σ１信号の方が小である〉のとぎに
Ｌ、１」標方向が空中線真方向に対して空中線の回転方
向と同一側にあり、信号δが１（次周期の１０ｇ１Δ／
Σｊ信号の方が大）のときは、目標方向が空中線真方向
に対して空中線の回転方向と反対側にあると判別できる
ようになる。そして、一般には上記空中線の水平パター
ンが若干の非対称性を持つため、処理回路の１０ｇ１Δ
／Σ］なる信号から方位の偏移角度を読み出すための参
照テーブルは、上記信号δの値に応じて選択されること
になる。
したがって、上記のように構成したモノパルス測角受信
機は、２系統の受信回路について振幅特性を揃えるだけ
でモノパルス測角は能を実現でき、位相特性を考［ｉ！
ｊＴｊ”る必要がないので、回路の設計、調整及び保守
を極めて容易に行なうことができるようになる。
機は、２系統の受信回路について振幅特性を揃えるだけ
でモノパルス測角は能を実現でき、位相特性を考［ｉ！
ｊＴｊ”る必要がないので、回路の設計、調整及び保守
を極めて容易に行なうことができるようになる。
尚、上記実施例では、遅延回路３９による遅延量を１繰
返し周期分としたが、この値は送信繰返し周波数及び空
中線の回転数に応じて １０ｇ１Δ、／Σ１の振幅レベル差を検出するのに適当
な間隔に設定してもよい。この場合、遅延世を手動によ
り設定するまたは電子計陣１幾等により自動的に設定す
るようにすれば、一層効果的である。
返し周期分としたが、この値は送信繰返し周波数及び空
中線の回転数に応じて １０ｇ１Δ、／Σ１の振幅レベル差を検出するのに適当
な間隔に設定してもよい。この場合、遅延世を手動によ
り設定するまたは電子計陣１幾等により自動的に設定す
るようにすれば、一層効果的である。
また、上記対数増幅器３４．３８に代って所要のダイナ
ミックレンジを有する線形増幅器で構成してもよい。こ
の場合、演口増幅器３５は除算器の機能を有するものと
する。さらに、上記対数（または線形）増幅器３４．３
８の出力を直ちにデジタル・アナログ変換し、演算増幅
器３５、遅延回路３つ及びレベル比較器４０をデジタル
回路で実現して、上記動作をデジタル処理で行なうよう
にしてもよく、また演算増幅器３５の後段にアナログ・
デジタル変換器を設けて遅延回路３９及びレベル比較器
４０の機能をデジタル回路で実現するようにしてもよい
。
ミックレンジを有する線形増幅器で構成してもよい。こ
の場合、演口増幅器３５は除算器の機能を有するものと
する。さらに、上記対数（または線形）増幅器３４．３
８の出力を直ちにデジタル・アナログ変換し、演算増幅
器３５、遅延回路３つ及びレベル比較器４０をデジタル
回路で実現して、上記動作をデジタル処理で行なうよう
にしてもよく、また演算増幅器３５の後段にアナログ・
デジタル変換器を設けて遅延回路３９及びレベル比較器
４０の機能をデジタル回路で実現するようにしてもよい
。
そして、上記実施例では説明の便宜上２系統の空中線パ
ターン及び受信回路の例を用いたが、この発明を３系統
以上の空中線パターン及び受信回路を有するモノパルス
測角受信機に適用しても同様に実施可能であることは言
うまでもない。
ターン及び受信回路の例を用いたが、この発明を３系統
以上の空中線パターン及び受信回路を有するモノパルス
測角受信機に適用しても同様に実施可能であることは言
うまでもない。
［発明の効果］
以上訂述したようにこの発明によれば、？！２数系統の
受信回路の振幅特性を揃えるだけでモノパルス測角（幾
能を実現することが可能であり、これによって設計１．
Ｊ、！Ｉ整及び保守を容易にすることのできるモノパル
ス測角受信懇を提供することができる。
受信回路の振幅特性を揃えるだけでモノパルス測角（幾
能を実現することが可能であり、これによって設計１．
Ｊ、！Ｉ整及び保守を容易にすることのできるモノパル
ス測角受信懇を提供することができる。
第１図はこの発明に係るモノパルス測角受信別の一実施
例を示すブロック回路構成図、第２図は同実施例の動作
を説明するための図、第３図は従来のモノパルス測角受
信機の構成を示すブロック回路図、第４図は上記受信機
の動作を説明するための図である。 １１、２１．２Ｇ・・・π／２ハイブリッド、１２．１
３．３１゜３６・・・高周波増幅器、１４．１５．３２
．３７・・・混合器、１６゜３３・・・局部発振器、１
７．１８．２４・・・分配器、１９．２０゜２５・・・
リミッタ、２２．２３・・・位相比較器、２７・・・加
算器、２８、３４．３１１・・・対数増幅器、３５・・
・演算増幅器、３９・・・遅延回路、４０・・・レベル
比較器。
例を示すブロック回路構成図、第２図は同実施例の動作
を説明するための図、第３図は従来のモノパルス測角受
信機の構成を示すブロック回路図、第４図は上記受信機
の動作を説明するための図である。 １１、２１．２Ｇ・・・π／２ハイブリッド、１２．１
３．３１゜３６・・・高周波増幅器、１４．１５．３２
．３７・・・混合器、１６゜３３・・・局部発振器、１
７．１８．２４・・・分配器、１９．２０゜２５・・・
リミッタ、２２．２３・・・位相比較器、２７・・・加
算器、２８、３４．３１１・・・対数増幅器、３５・・
・演算増幅器、３９・・・遅延回路、４０・・・レベル
比較器。
Claims (1)
- モノパルス空中線より得られる受信信号の和の信号と差
の信号の振幅比に対応した信号を導出して目標方位の空
中線真方位に対する偏移角度を求める第１の手段と、少
なくとも１送信繰返し周期の時間差を有する前記振幅比
に対応した信号のレベルを比較して目標の空中線真方位
に対する方向を判別する第２の手段とを具備したことを
特徴とするモノパルス測角受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17019584A JPS6148780A (ja) | 1984-08-15 | 1984-08-15 | モノパルス測角受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17019584A JPS6148780A (ja) | 1984-08-15 | 1984-08-15 | モノパルス測角受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6148780A true JPS6148780A (ja) | 1986-03-10 |
Family
ID=15900432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17019584A Pending JPS6148780A (ja) | 1984-08-15 | 1984-08-15 | モノパルス測角受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6148780A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR3082950A1 (fr) * | 2018-06-26 | 2019-12-27 | Thales | Procede et systeme de determination d'un angle d'arrivee d'un signal radioelectrique |
| CN112965028A (zh) * | 2021-02-10 | 2021-06-15 | 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） | 多波束相控阵差和比角度估计方法 |
| CN113189579A (zh) * | 2021-03-24 | 2021-07-30 | 四川九洲空管科技有限责任公司 | 一种混合式单脉冲测角系统及方法 |
-
1984
- 1984-08-15 JP JP17019584A patent/JPS6148780A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR3082950A1 (fr) * | 2018-06-26 | 2019-12-27 | Thales | Procede et systeme de determination d'un angle d'arrivee d'un signal radioelectrique |
| EP3588123A1 (fr) * | 2018-06-26 | 2020-01-01 | Thales | Procédé et système de détermination d'un angle d'arrivée d'un signal radioélectrique |
| US11249166B2 (en) | 2018-06-26 | 2022-02-15 | Thales | Method and system for determining an angle of arrival of a radioelectric signal |
| AU2019204348B2 (en) * | 2018-06-26 | 2023-01-05 | Thales | Method and system for determining an angle of arrival of a radioelectric signal |
| CN112965028A (zh) * | 2021-02-10 | 2021-06-15 | 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） | 多波束相控阵差和比角度估计方法 |
| CN112965028B (zh) * | 2021-02-10 | 2023-08-29 | 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） | 多波束相控阵差和比角度估计方法 |
| CN113189579A (zh) * | 2021-03-24 | 2021-07-30 | 四川九洲空管科技有限责任公司 | 一种混合式单脉冲测角系统及方法 |
| CN113189579B (zh) * | 2021-03-24 | 2022-08-16 | 四川九洲空管科技有限责任公司 | 一种混合式单脉冲测角系统及方法 |
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